一種輔助電流可控的移相全橋零電壓開關(guān)PWM變換器

張 欣 陳 武 阮新波

（南京航空航天大學航空電源航空科技重點實驗室 南京 210016）

1 引言

目前很多行業(yè)標準（如“能源之星”標準）都從節(jié)能的角度對變換器效率提出了嚴格的要求，希望變換器在整個負載范圍內(nèi)，尤其是在輕載時仍可以高效工作[1]。移相全橋變換器利用變壓器的漏感，外加的諧振電感和開關(guān)管的結(jié)電容實現(xiàn)了零電壓開關(guān)（Zero Voltage Switching，ZVS），廣泛應用于中大功率場合[2-6]。由于在輕載時，變壓器漏感和諧振電感的能量不足以實現(xiàn)滯后橋臂的ZVS，此時變換器效率較低，且容易產(chǎn)生EMI等問題。

為了在輕載時實現(xiàn)滯后橋臂的ZVS，可以利用勵磁電感電流[7]或加入輔助電路，利用輔助電感電流來幫助滯后橋臂實現(xiàn)ZVS[8-9]。文獻[10-11]在全橋變換器中增加兩個磁性元件，不但實現(xiàn)了開關(guān)管的ZVS，還可以大大減小輔助電路的額外損耗，但是電路結(jié)構(gòu)較為復雜。文獻[12]中的輔助網(wǎng)絡由變壓器和電感構(gòu)成，該變換器利用存儲在輔助電路中的能量來實現(xiàn)滯后橋臂開關(guān)管的ZVS，并且輔助網(wǎng)絡的電流與變換器的占空比大小成反比，在一定程度上減小了輔助電路的導通損耗，但是當變換器的占空比不變時，輔助電路的導通損耗無法減少。

上述各種方法在不同程度上實現(xiàn)了滯后橋臂的ZVS，但是它們存在一個共同的問題，即實現(xiàn)滯后橋臂ZVS的輔助能量基本不變且和負載電流無關(guān)。重載時，諧振電感中儲存的能量足以實現(xiàn)滯后橋臂的ZVS，此時輔助能量的存在增加了額外的損耗，從而降低了重載情況下的效率。

本文提出一種輔助電流可控的移相全橋 ZVS變換器，在傳統(tǒng)全橋變換器的基礎(chǔ)上加入了由輔助電感和輔助開關(guān)管構(gòu)成的輔助網(wǎng)絡，該有源輔助網(wǎng)絡電感的能量根據(jù)負載的變化而變化，從而保證：①滯后橋臂開關(guān)管在全負載范圍內(nèi)實現(xiàn)ZVS；②在全負載范圍內(nèi)輔助網(wǎng)絡的損耗最小。因此該電路不但在全負載范圍內(nèi)實現(xiàn)了ZVS，還可以在很寬的負載范圍內(nèi)實現(xiàn)高的變換效率。

本文首先詳細分析該變換器的工作原理，然后討論具體參數(shù)的設計和選取原則，并進行效率對比，最后通過一臺 1kW/54V的原理樣機驗證理論分析的正確性。

2 工作原理

圖1為所提出的采用有源輔助網(wǎng)絡的移相全橋ZVS PWM變換器的拓撲結(jié)構(gòu)，它由傳統(tǒng)的全橋電路和有源輔助網(wǎng)絡組成，全橋電路由四個開關(guān)管Q1～Q4，變壓器Tr，諧振電感Lr，二次側(cè)整流二極管VDR1、VDR2，輸出濾波電感Lf和輸出濾波電容Cf組成；有源輔助電路由輔助電感 La、開關(guān)管 Q5和Q6組成。

圖1 采用新型有源輔助電路的移相全橋ZVS變換器Fig.1 Novel phased-shifted full-bridge converter with active auxiliary circuit

該電路和文獻[8]提出的電路結(jié)構(gòu)是一樣的，但兩者的工作機理完全不同：①從控制上講，文獻[8]的輔助電感電流是一個與負載電流無關(guān)的量，而本文的輔助電感電流是隨著負載電流的變化而變化的，目的是不僅實現(xiàn)滯后開關(guān)管的ZVS，還減少輔助電路的損耗。②從輔助開關(guān)管的角度講，文獻[8]的兩只輔助開關(guān)管在實際應用時必須串入二極管，同時反并二極管，且不能實現(xiàn)輔助開關(guān)管的ZVS，而本文中的輔助開關(guān)管不必加入二極管且可以實現(xiàn)ZVS。

圖2為變換器的主要工作波形。

圖2 變換器的主要工作波形Fig.2 Key waveforms of the proposed ZVS FB converter

和傳統(tǒng)的全橋電路相比，本文提出的電路主要特點是增加了一個輔助網(wǎng)絡：其中輔助開關(guān)管 Q5和 Q6相對于滯后管 Q2和 Q4采用移相控制，即 Q5和Q6分別滯后于Q4和Q2。輔助電路通過檢測負載電流的大小控制輔助橋臂和滯后橋臂之間的移相角，改變輔助電感兩端的占空比，從而得到合理的輔助電感電流：該輔助電感電流不但幫助滯后橋臂開關(guān)管實現(xiàn)ZVS，還可以將輔助網(wǎng)絡的損耗維持在一個最小值，使電路保證高的變換效率。

本節(jié)主要分析滯后橋臂實現(xiàn)零電壓開關(guān)時的工作情況，在分析工作原理之前，作如下假設：①所有開關(guān)管、二極管、電感、電容和變壓器為理想器件。②Lf?Lr/K2（K為變壓器一、二次側(cè)匝比），輸出等效為恒流源 Io。③C1=C2=C3=C4=Cr，C5=C6=Ca。

如圖2中的[t2～t3]時段所示，Q2開通之前，輔助電感電流ia和變壓器一次電流ip共同給Q4結(jié)電容C4充電，給Q2結(jié)電容C2放電，此時輔助電感電流可以近似地看作為一個恒流源 Ia，對應的具體電路如圖3所示。

圖3 模態(tài)1工作電路圖Fig.3 Circuit of mode1

由圖3可以得出此時輔助電感電流ia、變壓器一次電流ip和C4電容電壓的表達式為

由式（2）和式（3）可以看出，ip1的值隨時間的增加而減小，vC4的值隨著時間的增加而增加，當vC4的電壓上升到Vin時，可以零電壓開通Q2。

還可能出現(xiàn)另一種情況，當變壓器的一次電流ip1減小到負載折算電流-Io/K時，vC4的電壓仍未上升到Vin，那么變換器將進入另一個開關(guān)模態(tài)，如圖4所示，此時的 ip1為折算到一次側(cè)的負載電流值-Io/K，等效于一個恒流源和輔助電感電流ia共同作用，給電容C2和C4充放電。

圖3和圖4所示兩個模態(tài)的分界時間如圖5所示，定義該時刻為2t′，可由下式表示。

根據(jù)式（3）可以求出2t′時刻 C4上的電壓值，用 VC4_1(2t′)表示

圖4 模態(tài)2工作電路圖Fig.4 Circuit of mode 2

圖5 模態(tài)1和模態(tài)2的分界Fig.5 Dividing of mode1 and mode2

結(jié)合圖 4和式（5）可得該模態(tài)下 ia、ip和 vC4的表達式為

滯后管 Q2實現(xiàn) ZVS的條件為在 Q2開通之前Q4結(jié)電容的電壓上升到 Vin。由式（3）和式（8）可知，無論是何種工作狀態(tài)，Q4結(jié)電容電壓只和Io和 Ia有關(guān)，因此變換器 Q2實現(xiàn) ZVS的能量將由Ia和Io共同決定。由此可見，根據(jù) Io合理地控制 Ia的大小，不僅可以實現(xiàn)滯后橋臂的ZVS，還可以將輔助電流控制在一個最小值，最大程度地減小輔助網(wǎng)絡帶來的損耗，從而保證變換器始終高效工作。下面將會詳細分析Io和Ia間的具體關(guān)系。

3 輔助網(wǎng)絡設計

輔助網(wǎng)絡的控制思路為：根據(jù)負載電流控制輔助電感電流的大小，實現(xiàn)滯后橋臂開關(guān)管的ZVS。因此設計輔助電路的思路為：首先確定輔助電感電流和負載電流之間的關(guān)系，再選擇輔助開關(guān)管，最后確定輔助電感值的大小。

3.1 輔助電感電流和負載電流關(guān)系

首先，聯(lián)系輔助電感電流和負載電流之間關(guān)系的橋梁是：兩者共同作用使得滯后橋臂的開關(guān)管在全負載范圍內(nèi)實現(xiàn)ZVS。

根據(jù)上一節(jié)工作原理的分析可知，電路有兩種工作狀態(tài)：

（1）當ip減小到-Io/K時，Q4結(jié)電容電壓仍未上升到Vin，則電路工作時先后經(jīng)歷了圖3和圖4所示的兩種開關(guān)模態(tài)，定義為工作狀態(tài)I。此時Q4結(jié)電容上的電壓如式（8）所示，從而可得該工作狀態(tài)下，滯后橋臂開關(guān)管實現(xiàn)ZVS的條件為

式（9）即為該工作狀態(tài)下Ia和Io之間的關(guān)系。因為該關(guān)系式是非線性的，在實際電路中難以實現(xiàn)，考慮到VC4_1(2t′)的電壓值在實際中很小，化簡式（9）得

式中 tdead——滯后橋臂開關(guān)管死區(qū)時間。

式（10）為式（9）的充分條件，且為一個線性表達式，有利于電路的實現(xiàn)。因此選擇式（10）為該工作狀態(tài)下的Ia和Io之間的關(guān)系表達式。

（2）當Q4結(jié)電容電壓上升到Vin時，ip的值還未減小到-Io/K，則電路始終工作在圖3所示的開關(guān)模態(tài)，定義為工作狀態(tài)II。此時Q4結(jié)電容上的電壓如式（3）所示，從而可得該工作狀態(tài)下，滯后橋臂開關(guān)管實現(xiàn)ZVS的條件為

式（11）即為該工作狀態(tài)下Ia和Io之間的關(guān)系。和式（9）一樣，該關(guān)系式呈非線性，需要對其進行化簡

式（12）為式（11）的充分條件，且為一個線性表達式，有利于電路的實現(xiàn)。因此選擇式（12）為該工作狀態(tài)下的Ia和Io之間的關(guān)系表達式。

結(jié)合式（10）和式（12），圖 6給出了 Ia和 Io在全負載范圍內(nèi)的關(guān)系曲線。

圖6 輔助電感電流和負載電流的關(guān)系曲線Fig.6 Curves of Ia and Io

由圖6可知輔助電感電流曲線隨著負載電流的變化可以分為I、II和III三個部分，它們的解釋分別如下：①當Io∈[0，Io1]時，電路處于工作狀態(tài)I，該區(qū)域內(nèi)的輔助電感電流關(guān)系滿足式（10），與負載電流對應的關(guān)系曲線如圖6中的曲線1所示。②當Io∈[Io1，Io2]時，電路處于工作狀態(tài)II，該區(qū)域內(nèi)的輔助電感電流關(guān)系滿足式（12），與負載電流對應的關(guān)系曲線如圖6中的曲線2所示。③當Io∈[Io2，Iomax]時，滯后橋臂的開關(guān)管依靠諧振電感中儲存的能量已經(jīng)可以實現(xiàn)ZVS，不需要額外的輔助能量，此刻輔助網(wǎng)絡不工作，輔助電感電流值為 0。圖 6中的Io1為工作狀態(tài)I和工作狀態(tài)II的分界點，如式（13）所示。

Io2為不加輔助網(wǎng)絡時，滯后橋臂開關(guān)管自然實現(xiàn)ZVS所需的最小負載電流值如式（14）所示。

綜上所述，可得Ia和Io的關(guān)系式為

3.2 輔助開關(guān)管的確定

確定了 Ia和 Io之間的關(guān)系后，結(jié)合圖6，可以求出流過輔助開關(guān)管的最大電流為

輔助開關(guān)管的電壓應力和主電路開關(guān)管一致，根據(jù)電流和電壓應力可以選擇合適的輔助開關(guān)管。在實際電路中Ia的值不大，因此輔助開關(guān)管可以選用電流應力小的開關(guān)管。

3.3 輔助電感的確定

由圖1所示的電路可知，開關(guān)管Q2、Q4、Q5、Q6構(gòu)成輔助全橋網(wǎng)絡，通過控制該全橋占空比來調(diào)節(jié) B、C兩點之間的電壓，從而改變輔助電感電流的大小，并且 B、C兩點之間的電壓和幫助滯后橋臂開關(guān)管實現(xiàn)ZVS的輔助電感電流大小成正比，對應的工作波形如圖7所示。

圖7 輔助電路主要工作波形Fig.7 Key waveforms of the auxiliary circuit

由圖7可得輔助電感的表達式為

式中，Da為輔助電感兩端電壓的占空比，當輔助電感電流為式（16）所示的最大值時，Da最大，對應滿占空比工作，從而得出輔助電感的值為

4 設計實例

結(jié)合上述分析，本節(jié)在一個傳統(tǒng)全橋變換器的基礎(chǔ)上設計了它的輔助電路，并給出具體的設計實例。性能指標為：Vin=270（1±10%）V，Vo=54V，Io=20A；fs=100kHz。

4.1 沒加輔助網(wǎng)絡全橋變換器參數(shù)

沒加輔助網(wǎng)絡全橋變換器參數(shù)設計時主要考慮以下兩方面的因素：①滯后橋臂開關(guān)管在半載以上實現(xiàn) ZVS。②輸出濾波電感電流脈動量?iLf為最大輸出電流的20%。

可得沒加輔助電路的全橋變換器參數(shù)為：變壓器一、二次電壓比 K=15/4，諧振電感 Lr=7μH，濾波電感 Lf=65μH，濾波電容 Cf=2000μF，主功率開關(guān)管 IRF460（結(jié)電容 480pF），輸出整流二極管DSEI30-06。

4.2 輔助網(wǎng)絡設計

在主電路參數(shù)基礎(chǔ)上，進行輔助電路設計。

（1）輔助電感電流的確定。將 Vin=270V，Lr=7μH，Cr=480pF（IRF460 結(jié)電容值），K=15/4，tdead=300ns代入式（13）和式（14）可得Io1=3.3A、Io2=10A，結(jié)合式（15）可以得到該電路輔助電感電流和負載電流的具體關(guān)系為

圖8給出了Ia和Io的具體關(guān)系曲線。需要說明的是在實際工作中當負載電流大于10A（半載）時，輔助電感電流并不為零，而是一個接近于零的極小值，該電流保證輔助開關(guān)管實現(xiàn)ZVS。

圖8 輔助電感電流和負載電流的關(guān)系曲線Fig.8 Curve of the auxiliary current with load current

（2）輔助開關(guān)管的確定。將相關(guān)參數(shù)代入式（16）可得該電路輔助電感電流的最大值為1.8A，又因為Vin=270V，所以輔助開關(guān)管選用IXYS公司的 IXKP24N60C5（7A/600V）。

（3）輔助電感選取。已知輔助電感電流最大值為 1.8A，又因為電路的開關(guān)頻率為 100kHz，結(jié)合式（18）可得輔助電感的值為La=337μH，實際繞制電感值取330μH。

5 實驗驗證

根據(jù)上述的設計實例，試制了一臺1kW的原理樣機，其主要實驗參數(shù)和前文一致。

圖9a～圖9c分別給出了輕載（1A）、半載（10A）和滿載（20A）時滯后管的驅(qū)動電壓 vGS、漏-源極電壓 vDS及漏極電流 iD波形。從圖中可以看出，變換器滯后橋臂開關(guān)管在全負載范圍內(nèi)實現(xiàn)了ZVS。

圖9 不同負載時滯后管vGS、vDS和iD波形Fig.9 Lagging switch’s waveforms of vGS、vDS and iD

圖 10a～圖 10c分別給出了輕載（1A）、半載（10A）和滿載（20A）時輔助開關(guān)管的驅(qū)動電壓vGS、漏-源極電壓vDS及漏極電流iD波形。從圖中可以看出，變換器輔助開關(guān)管在全負載范圍內(nèi)也實現(xiàn)了 ZVS。

圖10 不同負載時輔助管vGS、vDS和iD波形Fig.10 Auxiliary switch’s waveforms of vGS、vDS and iD

圖11a～圖11c分別給出了負載電流為1A、10A和 20A時的一次電壓 vAB、一次電流 ip、輔助電感電壓vBC和輔助電感電流iLa的波形，可以看出在全負載范圍內(nèi)變換器正常工作，輔助電感電流和負載電流的關(guān)系和圖8所示的設計曲線相一致。

圖9～圖11的實驗波形證明了電路原理的正確性，并證明了滯后橋臂和輔助橋臂在全負載范圍內(nèi)都可以實現(xiàn)ZVS。

圖12給出了全橋變換器加輔助網(wǎng)絡前后的效率對比曲線，圖12a是輸入電壓為額定電壓270V，不同輸出電流時的效率對比曲線。圖12b中分別為輕載（1A）和滿載（20A）在不同輸入電壓下的效率對比曲線。

圖11 不同負載時 vAB、ip、vBC和 iLa波形Fig.11 Waveforms of vAB、ip、vBC and iLa

可以看出：①本文提出的變換器在半載之前的效率明顯高于沒加輔助網(wǎng)絡的全橋變換器，這是因為沒加輔助電路的全橋變換器在半載之前沒有實現(xiàn)ZVS，而加入輔助電路后的變換器實現(xiàn)了 ZVS；②在半載后，本文提出的變換電路效率略低于沒加輔助電路的全橋變換電路，這是因為，沒加輔助電路的全橋變換器在半載后已經(jīng)可以實現(xiàn)ZVS。此時輔助電感中還流過一個很小的輔助電流幫助輔助開關(guān)管實現(xiàn)ZVS，從而增加了一定的導通損耗，但此時的輔助電感電流值很低（如圖11c所示），導通損耗很小，對效率的影響很小（＜0.1%）。

圖12 整機變換效率Fig.12 Conversion efficiency

根據(jù)上述的實驗結(jié)果和分析，可知本文提出的變換器不但在全范圍內(nèi)實現(xiàn)了ZVS，而且效率明顯優(yōu)于沒加輔助電路的全橋變換器。這是因為輔助電感電流受負載電流控制，始終保證在實現(xiàn)ZVS的基礎(chǔ)上輔助電路額外損耗最小。

6 結(jié)論

本文提出了一種可在全負載范圍內(nèi)實現(xiàn) ZVS的輔助電流可控的移相全橋變換器，詳細地分析了該變換器的工作原理、參數(shù)設計，并給出了設計實例，通過一臺1kW的實驗樣機驗證了理論分析的正確性。通過和沒加輔助網(wǎng)絡的全橋變換器對比表明，該電路的優(yōu)點為：輔助電流受負載電流控制，不但在全負載范圍內(nèi)實現(xiàn)了ZVS，而且效率明顯優(yōu)于沒加輔助電路的全橋變換器，因此十分適合于中大功率的應用場合。

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