基于矢量解耦控制的風電并網逆變器研究

張厚升,趙艷雷

(山東理工大學 電氣與電子工程學院,山東 淄博 255049)

1 引言

隨著現代社會對能源需求的不斷增加而傳統能源的供應不斷枯竭,作為一種新的發電方式,風力發電贏得了非常重要的發展機遇[1]。由于風能具有不穩定性和隨機性,風力發電機發出的電能是電壓、頻率隨機變化的交流電,必須采取有效的電力變換措施后才能夠將風電送入電網。為了改進風力發電機發電系統的運行性能,近年來發展了基于交-直-交變流器的變速風力發電系統[2]。在交-直-交變速風力發電系統乃至目前發展特別迅速的三相并網型太陽能和風力發電系統當中,有關PWM逆變器的研究與應用越來越廣泛,其中,逆變器的控制技術是關鍵,國內外紛紛展開這方面的研究工作。目前,國內外對并網逆變器的研究普遍采用電流控制策略[3-5],這種控制策略在并網狀態下控制并網電流與市電電壓同頻同相,直接通過調節并網電流的大小來控制并網有功功率,具有響應迅速、功率因數高等優勢[6-8]。

為了對電力系統無功功率進行補償,大功率的風力發電系統必須滿足能夠對系統的有功功率和無功功率進行獨立的解耦控制,文獻[9]提出了一種基于SVPWM的控制策略并且能夠對電網的諧波進行補償控制,文獻[10]在文獻[9]的基礎上提出了預測型的算法。運用離散化、數字化的方法對電壓和電流實行預測型控制。但是這兩種方法本質都是一致的,都是矢量控制的一種改進,該控制器在系統參數變化時的魯棒性很差。文獻[11]提出的矢量控制方案雖然考慮了直流側母線電壓的波動,使其不會對并網電能質量產生很大的影響,但是由于直流電壓的加入,使控制無功電流的自由度消失,因此也就無法對系統的有功、無功電流分別進行控制。

本文以交流側和直流側中點均接地的三相電壓型PWM整流器(VSR)[12-13]為研究對象,建立了三相電壓型PWM整流器的數學模型。在此基礎上,應用矢量解耦控制策略,將三相交流電流變換為d,q,0軸電流[14],實現了有功電流和無功電流的解耦控制,可以獨立調節有功功率和無功功率。

2 三相電壓型PWM 整流器的數學模型

所設計的三相電壓型PWM整流器(VSR)如圖1所示,與常規PWM變流器不同,圖1中的變流器交流側與直流側中點均接地,可看作是有中線結構。圖1可等效為圖2所示的3個單橋臂VSR的并聯組合。為了簡化分析特作如下假設:

2)網側三相濾波電感L相等,且認為是線性的,不考慮飽和,即La=Lb=Lc=L;

3)功率開關管損耗與交流電感及網側電阻以電阻值R等效表示;

4)直流側負載用電阻RL表示,假設直流側無電源,系統運行于整流狀態。

圖1 三相電壓型PWM整流器Fig.1 Circuit of the three-phase PWM converter

由圖2可知,對任意相根據基爾霍夫電壓定律可得回路方程:

圖2 等效電路Fig.2 Equivalient circuit

式中:vkO為橋臂中點電壓。

實際中,電壓環控制直流側兩個電容電壓平衡,即 vdc1=vdc2=vdc/2。定義開關函數sk為

則橋臂中點電壓可表示為

將式(2)帶入式(1)得:

關于凌叔華與布盧姆斯伯里關系的研究，相關論文也不少。如蔡璐的碩士論文《凌叔華與布盧姆斯伯里》，全文分為三章：第一章介紹布盧姆斯伯里在中國的傳播情況；第二章講述凌叔華與朱利安的文學關系；第三章敘說凌叔華與伍爾夫的文學關系。

式中 :Δvdc=vdc1-vdc2。

根據基爾霍夫電流定律,對節點p,n有:

聯立式(3)、式(4)、式(5)即可得到三相電壓型PWM整流器的完整數學描述。把式(3)表示的各相電壓回路方程寫成矩陣形式,可方便地與變換矩陣相乘進行坐標變換[15],進而采用矢量控制策略控制各相電流。但與無中線結構相比,所設計的VSR多了一個狀態變量,因此必須在電流環上外加直流電壓偏差補償環節,以便控制兩個電容上的直流電壓使其相等。

3 矢量解耦控制系統的數學模型

通過坐標變換將三相對稱靜止坐標系(a,b,c)轉換成以電網基波頻率同步旋轉的(d,q)坐標系。經坐標旋轉變換后,三相對稱靜止坐標系中的基波正弦變量將轉化為同步旋轉坐標系中的直流變量,從而簡化了控制系統的設計。與應用于普通PWM變流器的矢量控制方法不同,由于所設計的PWM整流器存在中線,即有0軸電流,則三相對稱靜止坐標系(a,b,c)必須變換到(d,q,0)同步旋轉坐標系下,相應的變換矩陣也有區別。

為了實現控制和便于分析,在“等功率”坐標變換條件下[13],把式(3)從三相對稱靜止坐標系(a,b,c)變換到同步旋轉坐標系(d,q,0)。同步旋轉坐標系(d,q,0)以電網電壓基波角頻率ω逆時針旋轉,根據瞬時無功功率理論,將旋轉坐標系中q軸按電網電動勢矢量定向,則q軸表示有功分量,而d軸表示無功分量,0軸可單獨控制中線上的電流。變換矩陣Cdq0/abc為

由式(3)、式(6)可得PWM 變流器在(d,q,0)坐標系下的模型為

式中:Vq,Vd,V0為整流器三相橋臂電壓矢量V的q,d,0 軸分量,Vq=vdc?sq,Vd=vdc?sd,V0=vdc?s0;eq,ed,e0為電網電動勢 E的q,d,0軸分量;iq,id,i0為線電流矢量I的q,d,0軸分量。

由式(7)可知,三相對稱交流網壓和線電流變換到同步旋轉坐標系中成為直流量,所以此時電流控制采用PI調節器可以實現無靜差調節。從矩陣方程可見,與常規無中線結構PWM變流器類似,q,d軸變量相互耦合[14],可以采用前饋解耦控制解決,同時加入電網電壓前饋以消除網壓畸變對控制的影響,從而可得到 q,d軸控制方程:

式中:KiP,KiI分別為3個電流環的PI調節器的參數分別為有功電流給定和無功電流給定。

與無中線 VSR結構不同,由于所設計的VSR多了一個0軸電流,所以必須設計0軸控制方程。0軸不與q,d軸變量耦合,但增加了直流側電壓偏差的調節,設計其控制方程為

把式(8)、式(9)、式(10)帶入式(7)可得:

式(11)是矢量解耦控制系統的數學模型,其控制框圖如圖3所示。由式(11)可見,q,d軸電流實現了解耦控制,根據瞬時無功功率理論,控制q,d軸電流可以獨立調節變流器的有功、無功分量?？刂?軸電流可以補償直流電容的電壓偏差。根據式(11)設計的矢量控制和直流電壓偏差補償系統的框圖如圖3所示。若控制直流電壓恒定,則有功功率由負載決定,無功功率由控制系統中無功電流指令決定。取整個直流側電壓vdc做PI調節,電壓大小由電壓給定信號決定,則此電壓環PI調節器輸出可作為q軸的有功電流給定,以控制變流器有功功率的傳輸;無功電流給定可以直接作為系統無功給定輸入;分別檢測上下2個電容上的直流電壓值vdc1,vdc2做偏差補償PI調節,則此電壓補償環PI輸出可作為0軸電流PI調節的給定信號由式(8)、式(9)、式(10)可求出電壓控制指令Vq,Vd,V0,再經過坐標反變換,得到變流器交流側電壓指令矢量Va,Vb,Vc,根據此電壓指令矢量就可以對三相PWM變流器進行SPWM控制。

在三相同步旋轉坐標系(d,q,0)下,矢量控制一方面采用PI調節實現無靜差控制;另一方面q軸對電網電壓矢量定向實現了有功/無功電流的解耦控制,可以獨立調節有功/無功功率。另外,對中線電流的獨立控制,還可以補償2個直流電容的電壓差。

圖3 矢量解耦控制與直流偏差電壓補償框圖Fig.3 Block diagram of vector decoupling control and DC side capacito r voltage deviation compensation

4 直流電壓及其偏差補償

三相PWM整流器的控制系統選擇同步旋轉坐標系中固定開關頻率PWM電流控制,即同步PI電流控制,對三相VSR直流電壓的控制也采用PI調節器,直流電壓控制環的輸出為電流給定。對于上述矢量控制同步PI電流調節策略,直流電壓控制環輸出的是有功電流指令i*q。與傳統VSR不同,對于直流側中點接地的結構除了有直流電壓PI控制器以外,還需要直流電壓偏差補償環節以平衡2個電容電壓。電壓外環控制的目的是為了穩定VSR直流側電壓vdc,電壓偏差補償環節的目的是為了平衡2個電容上的電壓差,使之盡可能小,理想狀態是無電壓差。

對于直流電壓偏差補償環節,如圖3虛線框所示,也采用PI控制,輸入為2個電容的電壓信號,輸出為0軸電流指令i*0,也即0軸電流給定中包含直流偏置信息,用以調節直流側電容電壓使之相等。注意只有在瞬態調節過程中該直流電壓補償輸出不為零,而穩定狀態下0軸電流不應包含直流偏置。直流電壓達到動態平衡,即三相VSR系統的2個電容電壓等于總的直流電壓的一半,且保持恒定。需要注意的是,電壓電流雙閉環控制的PWM變流器系統,電流內環的響應速度必須高于電壓外環的響應速度,以10倍速以上為佳。

5 矢量解耦控制的軟件實現

硬件控制電路是以 TI公司的TMS320 LF2407A為核心,控制系統的軟件包括主程序、中斷程序、延時程序及采樣程序。其中主程序中包括DSP各功能模塊初始化和定義變量初始化;中斷程序包括IGBT保護子程序、同步信號捕獲程序、矢量控制算法程序、電壓電流PI程序及脈寬計算子程序;在需要延時的情況下調用延時程序,采樣程序采用自由轉換模式,當用到采樣值時再調用采樣程序。系統控制軟件采用C語言編程。

矢量控制算法程序用于對直流電壓的控制、電容電壓偏差補償控制以及采用矢量控制同步電流PI方法計算脈寬,最后輸出三相PWM 給IGBT的驅動模塊。圖4給出了矢量控制算法程序的流程圖。

圖4 矢量解耦控制軟件流程Fig.4 Software process block diagram of vecto r decoupling control

6 實驗驗證

依據前述的理論分析,設計了一臺并網逆變器實驗樣機。主要實驗參數如下:交流電源由三相380 V交流電經自耦調壓器輸出,通過斷路器和三相電感L接至三相橋臂的中點。直流側電壓為1100V,逆變器交流側的電感為0.4 mH,直流側電容為450 V/2 200 μ F的電解電容,4并2串。開關頻率為2.5 kHz。直流側電容通過斷路器接電阻負載,采用水冷方式。整流狀態下網側的電壓和三相電流的波形如圖5所示,可以看出交流側的電流波形接近于正弦,而且電流波形能夠很好地跟蹤電壓波形而呈現正弦波。對電壓和電流的前50次諧波進行分析可得:在電壓的總諧波畸變率(T HD)為5.439%時,電流的總諧波畸變率為4.993%,可以認為功率因數近似為1。

同時還進行了系統負載變化時的動態響應實驗,圖6給出了負載減小30%時網側電流與直流輸出電壓的變化波形,可以看出,在負載變化的過程中,電流仍保持為正弦波形,系統的動態響應大約為3個電源周期。負載突變的過程中,直流輸出電壓和網側電流能夠實現平穩過渡。

圖5 網側電壓和三相電流的試驗波形Fig.5 Waveforms of g rid voltage and three phase current

圖6 負載由大變小時的網側電流和輸出電壓的波形Fig.6 Waveforms of current and output voltage from heavy load to light load

7 結論

三相PWM逆變器是風力發電并網系統的主要部分,開發高性能的逆變器控制策略已經成為研究的重點。本文以交流側和直流側中點均接地的三相電壓型PWM整流器為研究對象,建立了三相電壓型PWM整流器的數學模型。在此基礎上,對并網逆變器在三相同步旋轉坐標系下的數學模型進行了推導與分析,提出了一種矢量解耦控制策略,將三相交流電流變換為d,q,0軸電流,進行同步PI控制,實現了有功電流和無功電流的解耦控制,可以獨立調節有功功率和無功功率。對直流側電容電壓的平衡進行了分析并設計了相應的直流電壓偏差補償環節。實驗結果表明,該矢量解耦控制策略能獲得較好的控制性能,并能實現近似單位功率因數的校正,具有較廣闊的應用前景。

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