基于功率平衡的PWM整流器不平衡控制策略

潘曉明,田聯房,王孝洪,梁東明,賈宇輝

(1.華南理工大學 自動化科學與工程學院,廣東 廣州 510640;2.日立電梯(中國)有限公司,廣東 廣州 511430;3.廣州日濱科技發展有限公司,廣東 廣州 510060)

1 引言

與傳統的二極管不控整流器和相控整流器相比,PWM整流器具有高功率因數、低諧波、能量雙向流動等優點[1-2],得到越來越廣泛的應用。傳統的三相電壓型PWM整流器的控制方法是建立在三相輸入電壓平衡基礎上的,當電網電壓不平衡時,這些控制方法的性能會受到較大影響,致使電網輸入電流和直流輸出電壓產生大量諧波,影響PWM整流器的控制效果[3-4]。

為抑制直流輸出電壓的諧波,文獻[5]由功率平衡關系導出了使直流電壓無諧波的輸入電流正負序分量,在正序同步旋轉坐標系下對輸入電流進行PI控制。由于電流負序分量在正序坐標系下表現為交流量,通過PI調節不能實現無靜差調節。文獻[6]在兩相靜止坐標系下對輸入電流進行控制,為實現電流的無靜差調節,采用了內模控制器。這種方法不需要檢測電流正負序分量,簡化了控制系統設計,而內?？刂破髟O計則是一個難點。

本文以抑制直流輸出電壓的諧波為目的,根據功率平衡原理[7],提出了基于正負序控制器的不平衡控制策略。根據功率平衡原則,推導出輸入電流正負序分量指令值。為實現對電流的無靜差調節,構建正負序兩個控制器,分別對輸入正負序電流分量進行控制。由于在各個控制器下的控制量均為直流量,采用普通的PI調節器就可以獲得良好的控制性能。在Matlab/Simulink上的仿真結果表明提出的控制策略的正確性。

2 基于功率平衡的整流器原理

三相電壓型PWM整流器結構圖如圖1所示。

圖1 三相電壓型PWM整流器結構圖Fig.1 Structure of three phase voltage-source PWM rectifier

由圖1可推導出在空間矢量上的電壓平衡關系式:

式中:Es,Vs,Is分別為交流側電壓和電流矢量;L,R為濾波電感和等效電阻。

電網電壓不平衡時,Es可分解為正負序電壓分量:

將Vs,Is也作上述分解,代入式(1),可得:

在電網電壓不平衡時,電網的輸入功率矢量可表示為

其中

根據功率平衡原理,當忽略濾波電感和電阻的影響時,電網輸入功率等于直流側的輸出功率。由式(6)可知,由于電網不平衡,導致輸入有功功率和無功功率均存在2次電網頻率的諧波分量。輸入有功功率的2次諧波分量將導致直流電壓也存在2次諧波,影響整流器的直流輸出特性。

為抑制直流電壓的2次諧波,可令電網輸入有功功率的2次諧波分量為零,即同時為了獲得單位功率因數,令輸入無功功率的直流分量為零,即=0,代入式(6)的前4個式子,可求得抑制直流電壓諧波的電流指令值:

根據式(7)的電流指令值,通過合適的電流控制策略,可以使輸入有功功率不含2次諧波,直流電壓的諧波將得到很好的抑制。但是,由式(7)可知,輸入電流的負序分量不為零,致使電網電流各相不平衡,而且輸入無功功率也存在2次諧波。

3 不平衡控制策略的實現

由于在正序同步旋轉坐標系中,負序分量表現為2次電網頻率的交流值,當使用PI調節器時,不能實現無靜差調節。所以,本文在正序坐標系下用正序控制器實現對正序分量控制的同時,增加了一個負序控制器,實現對負序分量的無靜差調節。

3.1 正負序電壓電流分量檢測

將電壓矢量Es變換到正序同步旋轉坐標系,可得:

由式(8)可知,負序電壓分量表現為頻率為2倍電網頻率的交流量,使用陷波頻率為2次電網頻率的陷波器將負序交流分量濾除,即可得到正序電壓分量。同理,在負序同步旋轉坐標系中,通過陷波器濾除正序交流分量,可得到負序電壓分量。檢測電網電壓正負序分量的原理圖如圖2所示。

圖2 正負序電壓檢測原理圖Fig.2 Scheme diagram of measurement of the positive and negative voltages

圖2中,坐標系之間的轉換矩陣如下:

正負序電網電流的檢測原理也與此相同。

3.2 輸入電流指令計算

由式(7)可知,要獲得電流指令值,首先要計算輸入有功功率的直流分量為了保持直流輸出電壓Udc穩定,加入電壓外環,采用PI調節器進行控制。直流電壓設定為由功率關系,電壓PI調節器的輸出與直流輸出電流相對應,則輸出功率為

由功率平衡關系,輸入有功功率P*0即等于輸出功率根據式(7),結合檢測到的正負序電壓分量,即可求得輸入電流指令值。

3.3 基于正負序控制器的電流控制

在正序同步旋轉坐標系下,由式(3)可知正序電流的d軸和q軸分量相互耦合,所以采用基于前饋的解耦控制規律,對解耦后的d,q軸分量分別進行PI調節。經過前饋解耦和PI控制,可推導出整流器交流側正序電壓分量為

同理,在負序同步旋轉坐標系下,對負序電流進行前饋解耦和PI控制,得到交流側負序電壓分量為

將交流側電壓正負序分量變換到兩相靜止坐標系:

式中 :Cdq-p/αβ,Cdq-n/αβ分別為坐標系之間的轉換矩陣 ,

根據交流側電壓矢量 Vα,Vβ,通過SVPWM調制方法可以得到控制功率開關的6個開關信號,實現不平衡控制策略。

不平衡電壓下PWM整流器的整體控制框圖如圖3所示。

圖3 不平衡電壓下PWM整流器的整體控制框圖Fig.3 Overall control diagram of PWM rectifier under unbalanced voltage

4 仿真分析

為了驗證提出的不平衡控制策略,在Matlab/Simulink下搭建仿真平臺,進行仿真分析。仿真參數如下:正序電壓幅值Ep=220×2 V;負序電壓幅值En=22×2 V;濾波電感L=2 mH;等效電阻 R=0.05 Ω;濾波電容 C=2 200 μ F;負載電阻RL=20 Ω;直流電壓設定U*dc=700 V。

圖4為正序控制器控制時的波形。由圖4可知,直流電壓、輸入有功功率和無功功率都存在頻率為100 Hz的2次諧波。說明正序控制器不能實現對輸入電流的無靜差調節,從而影響PWM整流器的直流輸出特性。圖5為正負序控制器控制時的波形?？梢钥吹?對電流的正負序分量分別在正序和負序控制器下進行控制,使得輸出直流電壓和輸入有功功率的2次諧波都得到很好的抑制。輸入電流中加入了負序分量,輸入無功功率也存在2次諧波,與理論分析相符。當電壓從平衡到不平衡變化時,正負序控制器控制時的波形如圖6所示?？梢钥闯鲞^渡過程平緩,過渡時間較短,直流電壓和輸入有功電流幾乎沒有波動,輸入電流加入了負序分量,輸入無功功率從零變化為2次諧波量。

圖4 正序控制器時的波形Fig.4 Waveforms of the positive controller

圖5 正負序控制器時的波形Fig.5 Waveforms of the positive and negative controllers

圖6 電壓從平衡到不平衡時的波形Fig.6 Waveforms from balanced voltage to unbalanced voltage

由仿真波形可知,基于正負序控制器的控制策略可以對直流電壓2次諧波起到很好的抑制作用,改善整流器的直流輸出特性。

5 結論

本文提出了一種使三相電壓型PWM整流器直流輸出電壓無諧波的不平衡控制策略。根據功率平衡原理導出輸入電流的正負序分量,采用正序和負序兩個控制器來分別對電流的正負序直流分量進行控制,可以達到快速而且無靜差的控制效果。仿真結果表明,提出的不平衡控制策略能夠很好地抑制直流輸出電壓的諧波,改善PWM整流器的直流輸出特性。此外,提出的控制策略是在原有正序控制器的基礎上只增加了一個負序控制器,并不增加額外的硬件資源,易于在平衡控制策略基礎上實現。

[1]何鳴明,賀益康,潘再平.不對稱電網故障下PWM整流器的控制[J].電力系統及其自動化學報,2007,19(4):13-17.

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[3]王穎杰,伍小杰,戴鵬,等.三相電壓型PWM整流器不平衡控制新策略[J].電氣傳動,2009,39(7):19-23.

[4]Song Hong-seok,Kwanghee.Dual Current Control Scheme for PWM Converter under Unbalanced Input Voltage Conditions[J].IEEE T rans.Ind Electronics,1999,46(5):953-959.

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