直流電壓不等級聯型逆變器一維矢量調制研究

邱鋼,朱思國,歐陽紅林,朱英浩

(1.包頭北雷連鑄工程技術有限公司,內蒙古 包頭 266555;2.湖南大學 電氣與信息工程學院,湖南 長沙 410082)

1 引言

H橋級聯型多電平逆變器(cascaded H-bridge multilevel inverters,CHB)從1975年開始出現以來就一直成為人們研究的重點[1]。相比其他多電平逆變器具有以下更多的優點:模塊化、高可靠性、故障冗余性、結構簡潔等。H橋級聯型多電平逆變器(CHB)已經成功運用在需要多電平輸出的場合[2-5]。CHB逆變器由一系列級聯H橋組成,一單相兩H橋逆變器如圖1所示,單相H橋間直流電壓比為不同H橋間直流母線電壓比值,如圖1中兩單元級聯逆變器直流電壓比為k∶1即=。對于CHB逆變器每相不同H橋個數與H橋間不同的直流電壓比可以得到不同的電平輸出。

多電平空間矢量技術通過選取逆變器輸出的不同離散電壓來合成所需要的電壓[6-10],但這些調制方式都是建立在直流電壓相等的前提下,其調制過程未考慮H橋直流部分電壓。當CHB逆變器工作在直流電壓不等時,SPWM與SVPWM起不到很好的控制效果,對于CHB逆變器,在調制過程中如果不考慮H橋直流電壓的不等將會影響輸出電壓、電流波形和各 H橋輸出功率不均。對于直流電壓不等的CHB逆變器,在本文提出的一維矢量調制技術中,控制某些開關矢量的使用可以有效控制H橋直流電壓的瞬時變化和瞬時功率的輸出。

圖1 兩H橋級聯型逆變器Fig.1 Two-cell CHB

2 CHB逆變器一維矢量調制

2.1 直流電壓相等的CHB逆變器一維矢量調制

在圖1所示兩H橋級聯CHB逆變器中,Va,分別為上、下兩H橋輸出電壓,輸出相電壓=+。假設兩 H橋直流電壓相等,即==E,每個H橋能輸出-E,0,+E3種電平,其分別用0,1,2定義為單個H橋的3種狀態。由于相電壓為每相中每個H橋輸出電壓的和,對于兩H橋CHB逆變器,假設兩H橋直流電壓相等,則其有5種可能的相電壓輸出,如表1所示。因為相同的輸出相電壓可以由不同的H橋輸出取得,有一些冗余的開關狀態出現在一維系統中。對于兩H橋CHB逆變器可以用表1表示控制域的開關狀態與它們相應的輸出電壓。輸出的相電壓與其所對應的開關狀態可以用如圖2所示的一維線性空間表示。在圖2中,狀態XY如00,01等表示上H橋有狀態X,下H橋有狀態Y。

表1 直流電壓為E的兩H橋CHB輸出相電壓T ab.1 Output phase voltages of twocell CHB assuming E DC volts

圖2 直流電壓為E的兩H橋CHB一維控制區域Fig.2 1D control region of a two-cell singlephase CHB assuming E DC volts

對于具有相同直流電壓的兩H橋CHB逆變器,利用圖2中一維控制區域,提出了一種新型一維矢量調制技術。在一維控制區域中,可以通過兩個離相電壓最近的狀態矢量的線性組合得到任意的相電壓。

與傳統空間矢量法相比,一維矢量調制技術不需要計算,僅需要幾何確定所需要的電壓矢量在一維空間中的位置即可。對于兩H橋CHB逆變器,開關狀態與作用時間可以通過流程圖3得到。floor(x)為取整函數:不超過x的最大整數。開關順序由狀態上橋臂1-下橋臂1和上橋臂2-下橋臂2組成,其作用時間分別為。

圖3 兩H橋CHB開關順序與時間選擇流程Fig.3 Flow diagram of switching sequence and timing choosing for the two-cell CHB

圖4 兩H橋CHB逆變器一維矢量調制輸出Fig.4 Output results using 1D vector modulation for a two-cell single-phase CHB

設參考輸出相電壓為一正弦波,頻率為50 Hz,載波頻率為600 Hz,對于具有相同直流電壓的兩H橋CHB逆變器,用一維矢量調制技術分析其開關狀態與作用時間如圖4所示。在圖4中Va,Vb分別為上、下H橋輸出電壓波形,輸出相電壓波形為為5電平輸出,其輸出波形與相移SPWM級聯輸出波形相似。

2.2 H橋直流電壓不等CHB逆變器一維矢量調制

圖1中CHB逆變器兩H橋取任意直流電壓時,其輸出9種狀態相電壓一般表達式如表2所示,其中為上H橋直流部分電壓,為下H橋直流部分電壓。

表2 兩H橋直流電壓不等CHB輸出相電壓T ab.2 Output phase voltages of two-cell CHB with unequal DC volts in each H-bridge

對兩H橋CHB逆變器,當兩H橋直流電壓相等即=1時,其一維控制區域如圖2所示,在圖2中存在冗余開關矢量。當Vc1/Vc2為任意值時,其冗余性將會消失,兩H橋CHB逆變器9種不同的開關矢量將會對應不同的相電壓輸出。對兩H橋CHB逆變器,當為任意值時,其不同開關狀態對應的電壓輸出仍可以用一維矢量空間表示,由Vc1/Vc2取值不同可以將兩H橋CHB逆變器一維控制區域分為4種情況,如圖5所示。在圖5中,①表示當直流電壓從相等變為不等時,冗余矢量的變動情況;②為直流電壓不等時,兩H橋CHB逆變器矢量在一維控制區域中的分布。

取值不同,將兩H橋CHB逆變器一維控制區域分為4種情況,用因子定義每種開關矢量正的輸出電壓與兩直流電壓和的比值。對于每種情況,因子具體計算如表3所示。

對為任意值的兩H橋CHB逆變器,其控制方法可以通過改進直流電壓相等的兩H橋CHB逆變器一維矢量調制技術得到。在H橋直流電壓不等的一維矢量調制技術中,不平衡的直流電壓不會影響CHB逆變器的輸出。對為任意值的兩H橋CHB逆變器用直流電壓不等一維矢量調制技術,由于考慮了直流電壓不等的情況,相比H橋直流電壓相等的逆變器同樣可以輸出完美的電流與電壓波形。

圖5 直流電壓出現不平衡變化時冗余開關矢量運動及兩H橋CHB逆變器一維控制區域Fig.5 Movement of the state vectors due to the voltage unbalance and control region of the two-cell single-phase CHB converter

表3 ki因子計算Tab.3 kifactor calculation

H橋直流電壓不等的一維矢量調制技術具體如下:設需要輸出電壓為,定義參數a=/(),然后測量CHB逆變器瞬時直流電壓,判斷CHB逆變器工作在直流電壓不等為圖5中4種情況中的哪種情況,在確定工作在何種情況后,用表3確定因子。最后計算開關順序與開關作用時間,用ki決定開關矢量在一維矢量控制區域中的位置。根據輸出電壓Vab正、負用表4、表5分別計算開關順序與作用時間,在每個開關周期中,開關順序用上、下H橋各改變自身狀態一次確定。表4、表5中開關順序由狀態上橋臂1-下橋臂1和上橋臂2-下橋臂2組成。設開關周期為1,t1為上橋臂1-下橋臂1開關狀態作用時間,1-t1為上橋臂2-下橋臂2開關狀態作用時間。

表4 輸出負電壓時開關選取與作用時間計算Tab.4 Switching sequence and duty cycles if output voltage is negative

表5 輸出正電壓時開關選取與作用時間計算Tab.5 Switching sequence and duty cycles if output voltage is positive

3 直流電壓不等的CHB逆變器各H橋等功率輸出一維矢量調制

對于CHB逆變器每相中的H橋,流過每個H橋電流相等,所以每個H橋輸出功率大小與H橋輸出電壓大小有關,而輸出電壓與H橋直流電壓和開關矢量作用時間有關。對于直流電壓不等的CHB逆變器,為了調控每個H橋輸出功率,可以通過調節開關矢量作用時間實現,由于有些開關矢量可以起到瞬時調節H橋直流電壓作用,這些開關矢量的舍取配合開關矢量作用時間可以起到更好調節H橋輸出功率。對CHB逆變器,不同開關矢量對H橋瞬時直流電壓與功率影響分析如下。

圖6為單個H橋電流流向與電壓輸出圖,+Ia表示從a點流進H橋的電流為正,-Ib表示從b點流進H橋的電流為負,Va表示H橋輸出電壓。對于圖6中單個H橋,每個開關狀態對直流電壓Vc1的瞬時影響,可以結合流進或流出H橋電流分析得到,對于不同開關狀態,其可以引起直流電壓Vc1增加、減少或不變,具體分析如表6所示。對于單個H橋,單位時間內開關矢量引起H橋直流電壓升高、降低或不變,直流電壓的變化成正比引起瞬時輸出電壓變化,而瞬時輸出電壓與輸出功率成正比。所以單位時間內,開關矢量對H橋直流電壓影響與對其輸出功率影響相同。

圖6 H橋直流電壓分析Fig.6 T he analy sis of DC voltage for H-bridge

表6 開關狀態對H橋直流電壓瞬時影響T ab.6 Instantaneous influence of switching for DC voltage of H-bridage

在單位開關時間內,對于直流電壓不等的兩H橋CHB逆變器,在逆變器運行過程中可以通過禁止使用引起H橋直流電壓瞬時升高的開關矢量與調節開關矢量的作用時間來使不同H橋輸出功率相等。對于兩 H橋直流電壓不等的CHB逆變器為了使H橋輸出功率相等,可以通過實時測得的H橋直流電壓來選取合適的開關矢量與矢量作用時間達到。圖7中,在單位開關時間內,當相電流Iab＞0,兩H橋直流電壓關系為＜＜或＞2時,狀態矢量 10,20,21可以引起H橋直流電壓瞬時增加或Vc2瞬時減少,若在調制過程中選用這些開關矢量,在單位開關時間內將會加劇兩H橋輸出功率不等,為了減小兩H橋輸出功率不平衡將不用狀態矢量10,20,21。本文以＞0,＜＜或＞為例分析狀態矢量對H橋瞬時輸出功率影響,如圖7所示。圖7中加大瞬時輸出功率不平衡的狀態矢量在一維空間控制域中用陰影標注,在實際調制中,避免使用這些狀態矢量,刪除這些狀態矢量后的一維空間將會更加簡潔,其開關矢量選取與作用時間計算也將會得到簡化。

圖7 不用某些矢量來減小逆變器中瞬時輸出功率不平衡Fig.7 Reducing the instantaneous output power imbalance of converter,some state vecto rs are not used

為了平衡不同H橋輸出功率,消除了部分瞬時引起輸出功率不平衡的開關矢量,一維矢量調制控制域改變,開關順序與作用時間計算將會發生變化因子與參數a計算不變,以＞0,＜Vc1＜2Vc2或Vc1＞2Vc2為例,如表7所示。

表7 開關選取與作用時間計算Tab.7 Switching sequence and duty cycles calculation

4 實驗結果

對于本文所提出的直流電壓不等的H橋級聯型CHB逆變器一維矢量調制技術,利用兩H橋級聯變頻調速系統在中科電氣股份有限公司高壓變頻試驗系統上進行了實驗研究,實驗結果如圖8～圖12所示。實驗中直流電壓不等時取直流電壓比為2∶1。

圖8 未考慮直流電壓不等輸出電壓Fig.8 Output voltages no considering the DC voltage ranges

圖9 考慮直流電壓不等輸出電壓Fig.9 Output voltages considering the DC voltage ranges

圖10 平衡H橋輸出功率輸出電壓Fig.10 Output voltages with balanced H-bridge output power

例如實驗中當兩 H橋直流電壓比為2∶1時,每相上、下功率單元輸入交流電壓分別為600 V,300 V,通過不控整流后,兩H橋直流電壓分別為1.414×600 V,1.414×300 V,直流電壓比值為2∶1。對逆變器級聯后的高壓輸出,通過變壓器降壓后用示波器測得輸出電壓波形,逆變器輸出電流波形通過電流互感器轉化為電壓后用示波器測得。從圖8、圖9可以看出,直流電壓比為2∶1時,輸出電壓波形為7電平,但考慮了直流電壓不等的一維矢量調制時輸出電壓、電流波形更加完美,未考慮直流電壓不等與考慮直流電壓不等的一維矢量調制輸出電流波形分別如圖11、圖12所示。圖10為直流電壓比為2∶1時,采用H橋等功率輸出一維矢量調制后輸出的5電平電壓波形,從波形可以看出其與直流電壓相等的兩H橋CHB輸出電平相同,所以此調制方式對兩H橋直流電壓不等的逆變器,可以起到很好的H橋等功率輸出平衡作用。

圖11 未考慮直流電壓不等輸出電流Fig.11 Output current no considering the DC voltage ranges

圖12 考慮直流電壓不等輸出電流Fig.12 Output current considering the DC voltage ranges

5 結論

研究H橋直流電壓不等級聯型逆變器一維矢量調制,對研究功率單元級聯型高壓變頻器具有十分重要的意義。對于現在已產業化的功率單元級聯型高壓變頻器,其H橋直流電壓均相等,傳統的控制方式如:相移SPWM控制等都是建立在H橋直流電壓相等的基礎上,如果在運行過程中遇到H橋直流電壓波動,各H橋間輸出功率不等時,傳統控制方式將會失去有效的控制,容易引起輸出波形波動,嚴重時甚至引起變頻器損壞等。使用本文提出的一維矢量調制,H橋輸出功率不等的H橋級聯型逆變器可以得到有效的控制,利用平衡H橋輸出功率的一維矢量調制,H橋間任何直流電壓的波動都不會影響逆變器輸出波形。本文所提方法通過查表法求取開關狀態與作用時間,將會使矢量的求取變得非常簡潔,其對分析功率單元級聯型高壓變頻器運行過程中,直流電壓波動與有效控制具有十分積極的作用,通過進一步研究,可以擴展到H橋直流電壓不等多H橋級聯逆變器中。

[1] Baker R H,Bannister L H.Electric Power Converter[P].U.S.Patent3867643,Feb.18,1975.

[2] 周衛平,吳正國,唐勁松,等.SVPWM的等效算法及SVPWM與SPWM的本質聯系[J].中國電機工程學報,2006,26(1):133-137.

[3] Franquelo L G,Rodriguez J,Leon J I,et al.The Age of Multilevel Converters A rrives[J].IEEE Ind.Electron.Mag.,2008,2(2):28-39.

[4] Cheng Y,Qian C,Crow M L,et al.A Comparison of Diodeclamped and Cascaded Multilevel Converters for a STATCOM with Energy Storage[J].IEEE Trans.Ind.Electron.,2006,53(5):1512-1521.

[5] Carrasco J M,Franquelo L G,Bialasiewicz J T,et al.Power Electronic Systems for the Grid Integration of Renewable Energy Sources:A survey[J].IEEE Trans.Ind.Electron.,2006,53(4):1002-1016.

[6] M anjrekar M D,Steimer P K,Lipo T A.Hybrid Multilevel Power Conversion System:A Competitive Solution for High-power Applications[J].IEEE T rans.Ind.Appl.,2000,36(3):834-841.

[7] Blaabjerg F,Pedersen J,Thoegersen P.Improved M odulation Techniques for PWM-VSI Drives[J].IEEE T rans.Ind.Electron.,1997,44(1):87-95.

[8] 陳阿蓮,何湘寧,趙榮祥.一種改進的級聯型多電平變換器拓撲[J].中國電機工程學報,2003,23(11):9-12.

[9] McGrath B P,Holmes D G.M ulticarrier PWM Strategies for Multilevel Inverters[J].IEEE Trans.Ind.Electron.,2002,49(4):858-867.

[10] Gupta A K,Khambadkone A M.A Space Vecto r PWM Scheme for Multilevel Inverters Based on Two-level Space Vector PWM[J].IEEE T rans.Ind.Electron.,2006,53(5):1631-1639.

修改稿日期:2010-06-23