并聯諧振直流環節軟開關逆變器的實驗研究

胡平,謝順依,唐衛平,曾雙貴

(1.海軍工程大學 兵器工程系,湖北 武漢 430033;2.海軍91458部隊,海南 三亞 572021;3.海軍92474部隊,海南 三亞 572021)

1 引言

傳統的逆變器存在著開關器件電壓電流應力大、二極管反向恢復問題以及開關通斷產生過高的/dt和di/dt形成的電磁干擾問題,軟開關技術是解決以上問題的有效方法。本文針對一種新型并聯諧振直流環節逆變器(PRDCLI)拓撲提出了其有效的諧振環節設計方案,并進行了實驗研究,驗證了該拓撲在大功率場合應用的可行性和優越性。

2 電路結構及工作原理

2.1 電路結構

PRDCLI在三相逆變器與直流電源之間插入了一個由主開關管T0(D0),諧振開關管Ta,及諧振電感L組成的諧振電路。其電路原理圖如圖1所示。

圖1 直流環節并聯諧振逆變器Fig.1 Parallel resonant DC link inverter

假設電路中的所有元器件均是理想的,諧振電感L遠小于負載電感。LC諧振周期很短,因此,在一個諧振開關周期中,逆變器從直流母線側來看可等效為一恒定的電流源,直流電源電壓為一理想電壓源,各橋臂開關管兩端并聯的電容可等效為一個直接連在直流母線上的電容C,等效電路圖如圖2所示。

圖2 PRDCLI等效電路Fig.2 Equivalent circuit of PRDCLI

2.2 工作原理

在一個完整的諧振開關過程中,按開關管狀態的不同可劃分為6個時間段,圖3為電路工作主要波形。工作原理是:在逆變器橋臂需要換相之前啟動諧振電路工作,導通Ta,Tb,使L具有足夠的能量維持L,C諧振電路完成諧振過程,關斷T0,諧振電感L和電容C開始諧振,使直流電壓諧振過零,為逆變器開關器件創造零電壓換相條件。關斷,電感L和電容C重新開始諧振,電容電壓從零諧振上升直到重新達到。

圖3 不同運行模式下各參數曲線Fig.3 Each parameter waveforms of different operation modes

3 關鍵設計參數

在本系統中,電機軸端輸出功率為60 kW,直流電壓為300V,則線電流I0=215 A,逆變器的工作頻率f=10 kHz,諧振電路的諧振頻率一般取它的5～10倍,本系統中取諧振頻率f′=8f=80 kHz。

3.1 諧振電感選擇

從PRDCLI電路工作過程的分析可以知道,理想情況下,諧振電感從零充電至預置電流,所需的時間為

預充電流終值實際上決定了諧振前電感中的諧振初始能量。IT的選擇必須保證諧振周期能維持進行,即在Δt4時間段保證電容電壓從零重新諧振上升到以后,電感L還具有足夠大的電流和能量,使電流差值(Ir-IOX)經二極管D0回饋給電壓源。在二極管D0回饋能量導電期間,T0處于零電壓、零電流狀態,可以使在零電壓、零電流下開通。為此應有:

的取值大小還會影響諧振回路中開關器件的穩態損耗,要使器件損耗比較小,取值也不能太大。

3.2 諧振電容選擇

諧振電容的選擇可參考采用緩沖電路時,在典型的IGBT功率電路中的選擇原則:

在典型的IGBT功率電路中,最嚴重情況下的di/dt接近0.02Ic/ns。本系統采用IGBT的工作峰值電流為600 A,并限定,為 100 V,母線寄生電感,這里取為50 nH,可以解得=100/(0.02×600)≈8 nH。經計算可得緩沖電容C≥1.8 μ F。

我們取 Δt2=Δt4=2 μ s,預充電流終值IT=615A,可得諧振電感L=1×10-6H,諧振電容C=3.9×10-6F,本系統中,利用緩沖電容做諧振電容,所以緩沖電容取2.6×10-6F。

3.3 諧振時間 Δ t1,Δt2,Δt4選擇

諧振預充電時間Δt1的選擇應盡可能使諧振電感達到預充電電流,具備足夠的能量完成諧振過程,又不至于太大導致諧振結束時的電壓振蕩。諧振電壓凹槽下降時間Δt2和上升時間Δt4的選擇應使諧振周期盡量小,進而提高諧振頻率,使主開關在最短的時間內完成換相,提高直流母線電壓利用率,但的選擇也不宜太小,從諧振環節的工作原理分析可知,太小將導致直流母線電壓不能諧振至零,太大將導致諧振時間過長,Δt4太小將使電容電壓在未諧振回VD時強制突跳至直流母線電壓,太大將導致諧振時間過長,并帶來諧振后多余能量的振蕩,實際應用應根據計算和實驗合理選取。

4 實驗結果及分析

為驗證該方案的有效性,設計了以TMS320 LF2407A為控制器的實驗裝置,開關頻率10 kHz,諧振電感L=1×10-6H,諧振電容2.6×10-6F,諧振頻率f′=8f=80 kHz,直流輸入Vd=300 V。

圖4為軟開關過渡過程中的開關管驅動信號和漏源極電壓,可以看出,當開關管兩端直流電壓諧振到零后,驅動信號開通開關管,實現了零電壓條件下的開通。圖5為直流諧振電壓與主開關驅動信號的匹配圖,每一個開關驅動信號到來時,直流電壓諧振到零,為開關創造零電壓開通條件。圖 6 為 Δt1=4 μ s,Δt2=3,=時測得的直流母線電壓諧振凹槽波形。圖7為軟開關條件下開關管端電壓波形,可以看出,開通關斷時的電壓尖峰明顯得到有效抑制。

圖4 開關管開通時的Vgs和Vds波形Fig.4 Vgs,Vdswaveforms at turn-on of switches

圖5 主開關管的驅動波形與直流電壓諧振凹槽Fig.5 Drive waveforms of main switches and resonant flutes of DC voltage

圖6 直流母線電壓諧振凹槽波形Fig.6 Resonant flutes wavefo rms of DC voltage

圖7 開關管端電壓波形Fig.7 The Vdswaveforms of switches

5 結論

本文介紹了一種并聯諧振直流環節逆變器的工作原理,提出了該拓撲諧振環節參數設計方案,實驗結果與理論分析有較好的一致性,諧振環節的匹配控制實現了逆變器主開關管的軟開關,有效地減小了傳統逆變器存在的開關損耗和過大的du/dt和di/dt,從而抑制了電磁干擾。實驗結果證明了該方案的可行性,對新型軟開關逆變器的設計具有重要參考價值。

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修改稿日期:2010-06-22