一種改進的異步電機弱磁控制方法

張恒,文小琴,游林儒

(華南理工大學 自動化科學與工程學院,廣東 廣州 510640)

1 引言

三相交流變頻異步電機由于其優越的性能在高速機床上得到廣泛應用,機床系統要求在加工工件時異步電機輸出轉矩大,回刀速度快。所以要求三相變頻交流異步電機在低速運行時能輸出較大轉矩,同時要求能高速運行,且響應速度快。

目前基于矢量控制的交流異步電機的弱磁高速控制方法主要有:

1)傳統的隨轉速的升高而人為減小勵磁電流以達到減小磁通的弱磁控制方法[1];

2)根據電機電壓電流限制條件,基于穩態方程的方法[2-3];

3)基于電壓閉環的弱磁控制方法[4-7]。

第1種方法由于勵磁電流是人為給定,很難達到當前工況下的最優控制[7];第2種方法缺點是對電機參數依賴性較大,而異步電機在高速運行時電機參數尤其是轉子參數變化較大,因此這種方法并不能實現弱磁區的最優控制[4];第3種方法不依賴于電機參數,有較強的魯棒性,但傳統的電壓閉環控制方法沒有考慮到不同負載情況下對輸出到電機定子端的相電壓要求是不同的。

本文從機床系統對異步電機性能指標要求出發,對傳統的電壓閉環控制方法進行改進,提出一種基于轉子磁場定向的考慮負載工況的電壓閉環弱磁控制方法。

2 異步電機弱磁控制過程分析

電機在弱磁高速運行時,電機的運行性能受逆變器能提供給電機的最大電壓和最大定子電流的影響[4,7],電壓、電流的限制條件如下:

其中與直流母線電壓和PWM調制策略有關,在SVPWM 調制下,這個最大值可達到VDC/,Is.max為電機長時間運行定子能承受的最大電流[6]。

對于轉子磁場定向的三相異步電機控制系統,電機運行達到穩態時,定子電阻壓降可以忽略[8],d,q軸電壓分量可以簡化成:

把式(3)、式(4)代入式(1)得:

由式(5)可知在一定的電流下,隨著轉速的升高,定子相電壓隨著變大,但其最大值不能超過Vs.max,當電壓達到Vs.max時,電流也會受電壓的限制,當轉速繼續升高時,就必須減小,這也就是弱磁升速。

電流限制和電壓限制決定了電機能輸出的最大轉矩,尤其在低速,最大轉矩主要決定于電流限制和磁通水平[4],因此合理分配電流是實現最大轉矩提升的關鍵。傳統的矢量控制方法為人為根據轉速的升高來減小勵磁電流,這種方法不能根據電機運行情況來實時調整勵磁電流分量,往往找不到最佳勵磁電流,很難實現轉矩的最大提升;而在高速區,必須減小勵磁電流從而達到弱磁升速的目的。由于電流受電壓的約束,根據電壓合理分配電流是電機最優運行的關鍵。

電力拖動系統運動方程為

式中:TL為負載轉矩;GD2為轉子部分飛輪矩。

由式(6)可知,在加速過程中,dn/dt＞0,Te＞TL,而且加速越快,dn/dt越大,所以要使傳動機構加速快,就必須有較大的電磁轉矩。

在三相異步電機T形等效電路中,忽略定子壓降,可推導出電磁轉矩公式如下[9]:

由式(7)可知,在某一固定的轉速下,電機輸出轉矩與加到電機定子端的相電壓幅值的平方成正比。所以,在加速過程中,要使電機加速快,加到定子端的相電壓就必須較大;而穩態時,轉矩關系為Te=TL,而TL=T0+Tf,T0為空載轉矩(它主要與電機機械損耗有關,與轉速成正比,低速時可忽略,但高速運行時要考慮它對電機運行的影響),Tf為傳動機構轉矩。負載越大,則要求加到定子端相電壓幅值越大;而輕載或空載工況下,為達到節能要求,加到電機定子端的相電壓并不要求達到最大,只需要利用部分母線電壓就可輸出所要的電磁轉矩。

由上述分析可知,要使異步電機低速時有較強的帶負載能力并能高速運行,根據電壓合理的分配電流是關鍵,而電機在不同工況下定子所需電壓是不同的,因此可根據電機運行工況調整電壓,再根據電壓合理分配電流。本文在傳統的電壓閉環控制策略基礎上提出一種改進的電壓閉環控制方法。

加入此控制方法的系統結構框圖如圖1所示。

圖1 加入電壓閉環控制器的矢量控制系統結構框圖Fig.1 Block diagram of vector control system after joined voltage loop controller

3 基于負載的電壓閉環控制方法

定義負載系數為實際輸出轉矩與最大轉矩之比的平方根:

在基于轉子磁場定向的矢量控制系統中,電磁轉矩又可表示為

所以在一定的定子磁通(勵磁電流)下,式(8)可表示為

電機在穩態運行時,電磁轉矩等于負載轉矩,因此穩態時反應了當前的負載情況;在加速時,轉矩關系為式(6),可知此時KT反應了當前轉速提升所需的電磁轉矩大小。

圖2為弱磁控制器結構框圖。其中:為驅動器實際輸出到電機定子端的相電壓;isd.max為當前母線電壓及轉速下,電機輸出最大轉矩時所對應的勵磁電流為維持空載運行的最小勵磁電流為當前勵磁電流下轉矩電流的上限;為勵磁電流給定為轉矩電流給定。

圖2 弱磁控制器結構框圖Fig.2 Block diagram of weak magnetic controller

把當前負載下或提升轉速所需的定子相電壓與實際的定子相電壓Vs.ref進行比較,誤差信號作為PI調節器的輸入來調節勵磁電流的給定,注意不能為負,且應有個能維持電機空載運行的最小值,再根據輸出的勵磁電流isd.ref的大小和最大定子電流,來算出當前工況下轉矩電流的上限,對速度環PI調節器輸出的轉矩電流給定isq.ref進行限幅。

將對求導,=0,可得到勵磁電流的上限值[10]:

基頻以上為弱磁升速,勵磁電流會隨轉速的上升而減小,即isd.ref≤isd.max,因此,isd.max可作為全速段勵磁電流的上限。

電機在基頻以下為恒轉矩調速,在這一區域,定子相電壓會隨轉速的升高而增大,但只有帶重負載時,定子電壓才會達到最大值,此時為1,因此,此電壓閉環控制方法在基頻以下同樣適用。

4 實驗結果

在1臺10 kW,1對極的三相交流變頻異步電機上對本方法進行實驗,控制芯片采用TMS320F2812,實驗波形由 LabView編寫的虛擬示波器采集得到(所有曲線橫軸為時間(ms),縱軸為各變量對其額定值標幺化后的幅值,由于同步速度與頻率關系為n=60f/np,其中速度曲線縱軸坐標為頻率,頻率基準值為50 Hz,電流基準為電機額定電流11 A,電壓基準為能輸出到定子端的最大電壓VDC/)。分別把電壓閉環方法和傳統方法的基頻帶負載啟動波形,電壓閉環和傳統方法的高速加減速波形進行對比。

50 Hz(3 000 r/min)帶1.5倍額定負載啟動各波形如圖3～圖5所示。

圖3 速度跟隨曲線(50 Hz)Fig.3 Speed response curves(50 Hz)

圖4 電流曲線(50 Hz)Fig.4 Current curves(50 Hz)

圖5 電壓曲線(50 Hz)Fig.5 Voltage curves(50 Hz)

由圖3a與圖3b對比可知:帶同樣的負載,電壓閉環控制方法比傳統方法速度跟隨更好,所需的電磁轉矩更小,由于電磁轉矩小,因此所需的轉矩電流也就更小,如圖4a和圖4b所示,所需的轉矩電流小,由式(4)可知會更小,如圖 5所示。在實驗時,同樣在加1.5倍的額定負載情況下,電壓閉環控制方法下,電機定子電流要比傳統方法下小3～4 A,因此,在此電壓閉環控制方法下電機帶負載能力更強。

120 Hz(7 200 r/min)加減速過程各波形如圖6～圖8所示。

圖6 速度跟隨曲線(120 Hz)Fig.6 Speed response curves(120 Hz)

圖7 電流曲線(120 Hz)Fig.7 Current curves(120 Hz)

圖8 電壓曲線(120 Hz)Fig.8 Voltage curves(120 Hz)

由圖6a和圖6b對比可知:同樣在加速到7200 r/min過程中,電壓閉環控制方法比傳統方法加速時間更短,所需的轉矩電流更小,如圖7所示,勵磁電流可動態調整,調節驅動器輸出的電壓以達到電機加速所需的定子相電壓;同時由圖8a和圖8b對比可知:在減速時,加電壓閉環后和不會突增,而用傳統方法時,減速時和Vsq會有個突增的過程,經常會引起驅動器過壓。實驗時,在7 200 r/min穩定運行時,電壓閉環控制方法下,流經電機定子電流要比傳統方法下小2～3 A。

5 結論

本文提出的考慮負載情況的電壓閉環弱磁控制方法,較傳統方法,能更好地滿足機床用異步電機的性能指標,在低速時輸出轉矩大,帶負載能力更強;弱磁高速運行時,加速時間更短,電機定子電流更小,減速不會過壓。此方法沒有復雜的算法,便于在工程中應用。

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修改稿日期:2010-06-11