基于TMS320LF2407的新型超聲波電源的研究

摘 要:以30 kHz/3 kW的超聲波電源為研究對(duì)象，采用DSP芯片代替單片機(jī)，設(shè)計(jì)軟、硬件，實(shí)現(xiàn)頻率跟蹤和功率調(diào)節(jié)控制，提高系統(tǒng)實(shí)時(shí)性。在此采用全橋逆變器作為超聲振動(dòng)系統(tǒng)的功率轉(zhuǎn)換主電路，解決由于負(fù)載溫度變化等原因產(chǎn)生諧振頻率的漂移，保證系統(tǒng)的高效率。研究粗精復(fù)合的頻率跟蹤方案，采用掃頻方法實(shí)現(xiàn)頻率粗跟蹤，采用硬件鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)精跟蹤。這兩種方法的結(jié)合既保證在較寬的頻率變化范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)頻率自動(dòng)跟蹤，又保證跟蹤的快速、準(zhǔn)確。為適應(yīng)負(fù)載變化的要求，采用軟開關(guān)的PS-PWM控制方法，使系統(tǒng)的輸出功率連續(xù)可調(diào)。

關(guān)鍵詞:超聲波; 諧振頻率; 硬件鎖相環(huán); PS-PWM

中圖分類號(hào):TG155.2 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼:A

文章編號(hào):1004-373X(2010)12-0201-04

New Ultrasonic Power Supply Based on TMS320LF2407

BIAN Ye-wei，SHEN Jin-fei

(Jiangnan University， Wuxi 214122， China)

Abstract:Based on the 30 kHz/3 kW ultrasonic power supply as the research object， a full-bridge inverter is adopted as the main power conversion circuit of the ultrasonic vibration system to implement the frequency tracking and the control of power adjustment. During the work， the resonance frequency drift caused by the change of the load temperature or other reasons was solved to ensure the high efficiency of the system. The rough and fine composite frequency tracking scheme is analyzed， in which the frequency-sweep method is adopted to realize the rough tracking of frequency and the hardware PLL is employed to achieve the fine tracking. The combination of the two methods ensures the frequency automatic tracking in a wide range of frequency， and in the meanwhile， ensures the fast and accurate tracking.

Keywords:ultrasonic; resonance frequency; hardware phase locked loop; PS-PWM

0 引 言

超聲技術(shù)在工業(yè)中的應(yīng)用開始于20世紀(jì)初，隨著超聲技術(shù)的成熟，其應(yīng)用越來越廣泛。在控制方式上，傳統(tǒng)的感應(yīng)加熱電源控制采用模擬技術(shù)控制，存在元件易老化、工作點(diǎn)漂移和一致性差等原因引起的產(chǎn)品升級(jí)換代困難等缺點(diǎn)[1]。隨著數(shù)字集成芯片、單片機(jī)、DSP、FPGA的出現(xiàn)，使感應(yīng)加熱電源數(shù)字化成為一種趨勢(shì)，具有控制靈活，系統(tǒng)升級(jí)方便，只要修改相應(yīng)的控制算法，而不必對(duì)硬件電路加以很大的改動(dòng)等優(yōu)點(diǎn)。

隨著電力電子器件的發(fā)展，電路控制技術(shù)也在飛速發(fā)展。控制電路最初以相位控制為手段、由分立元件組成，發(fā)展到集成控制器，再到計(jì)算機(jī)控制，向著高頻率、低損耗和數(shù)字化的方向發(fā)展。超聲波發(fā)生器應(yīng)用數(shù)字化控制技術(shù)一般有3種形式:采用MCU控制、采用DSP控制、采用FPGA控制[2]。相比較而言，DSP適合取樣速率低和軟件復(fù)雜程度高的場(chǎng)合;而當(dāng)系統(tǒng)取樣速率高(MHz級(jí))，數(shù)據(jù)率高(20 MB/s以上)，條件操作少，任務(wù)較固定時(shí)，采用FPGA更有優(yōu)勢(shì)。

本文利用高速TMS320LF2407A型DSP控制芯片設(shè)計(jì)了系統(tǒng)的控制電路，采用全橋逆變器作為超聲振動(dòng)系統(tǒng)的功率轉(zhuǎn)換主電路，解決由于負(fù)載溫度變化等原因產(chǎn)生諧振頻率的漂移，保證系統(tǒng)的高效率。這里研究了粗精復(fù)合的頻率跟蹤方案，采用掃頻方法實(shí)現(xiàn)頻率粗跟蹤，采用硬件鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)精跟蹤。這兩種方法的結(jié)合既保證在較寬的頻率變化范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)頻率自動(dòng)跟蹤，又保證跟蹤的快速、準(zhǔn)確。為適應(yīng)負(fù)載變化的要求，采用軟開關(guān)的PS-PWM控制方法，使系統(tǒng)的輸出功率連續(xù)可調(diào)。

1 主電路拓?fù)浞治?/p>

超聲電源的主電路采用全橋逆變拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如圖1所示。其中:Z1～Z4為功率主開關(guān)管;D1～D4為Z1～Z4內(nèi)部反并聯(lián)寄生二極管;C1～C4為外接并聯(lián)電容或者功率管的寄生電容;T為高頻脈沖變壓器;L0為串聯(lián)調(diào)諧匹配電感;PZT為超聲換能器。

圖1 超聲波電源主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖

逆變器部分利用功率管寄生電容和并聯(lián)電容，以及變壓器的漏感實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)零電壓移相控制(ZVS-PSPWM)的方式[3]。零電壓開關(guān)是依靠功率開關(guān)管反并聯(lián)二極管的導(dǎo)通實(shí)現(xiàn)功率器件零電壓開通;通過功率諧振電容的充電過程來實(shí)現(xiàn)功率器件的零電壓關(guān)斷。

在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，移相控制有12種開關(guān)模塊，在分析之前，做出如下假設(shè):

(1) 電路中所有的開關(guān)器件Z1～Z4和與其反并聯(lián)二極管D1～D4均為理想開關(guān)器件;

(2) 所有的電感、電容為理想元件且不考慮線路的雜散電感值;

(3) 不考慮死區(qū)加入對(duì)逆變器工作的影響;

(4) 逆變器的輸入電壓為恒定電壓源。

移相控制逆變器的4個(gè)開關(guān)管驅(qū)動(dòng)波形如圖2所示。逆變器每個(gè)橋臂的2個(gè)功率管成180°互補(bǔ)導(dǎo)通，2個(gè)橋臂的導(dǎo)通角相差1個(gè)相位，即移相角[4]。Z1，Z2為定相臂，Z3，Z4為移相臂。其中Z1和Z2分別先于Z3和Z4導(dǎo)通，移相角為φ，調(diào)節(jié)φ大小即可改變逆變器的輸出電壓，從而調(diào)節(jié)輸出的正弦波電流幅值，使得輸出功率可以調(diào)節(jié)。

圖2 移相控制驅(qū)動(dòng)與輸出波形

逆變器的工作過程中，功率開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)間恒定。同一橋臂的兩個(gè)開關(guān)管導(dǎo)通和關(guān)斷，需要一定的延時(shí)時(shí)間，防止上下橋臂直通，保證開關(guān)管的安全。

2 控制策略

下面對(duì)主電路控制策略的工作過程進(jìn)行作進(jìn)一步分析，逆變器在工作過程中，功率開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)間恒定。導(dǎo)通順序?yàn)閆1→ Z4→ Z2→ Z3，同一橋臂2個(gè)開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷，需要一定延時(shí)時(shí)間，防止上下橋臂直通，保證開關(guān)管的安全[3]。

PS-PWM功率控制的逆變電路在1個(gè)周期內(nèi)的主要有以下幾種工作模態(tài)[5]，如圖3所示。

圖3 工作過程分析拓?fù)鋱D

(1) 工作模式1[t0時(shí)刻](見圖3(a)):在t0時(shí)刻，Z1和Z4同時(shí)導(dǎo)通，電流i的流向:Z1→R→L→C→Z4。

(2) 工作模式2[t0 ，t1](見圖3(b)):在t0時(shí)刻關(guān)斷Z1，電流i給C1充電，C3的電荷被抽走。C1的電壓從零開始線性上升，C3的電壓從E開始線性下降，Z1是ZVS關(guān)斷。

(3) 工作模式3[t1 ，t2](見圖3(c)): t1時(shí)刻，C3的電壓下降到零，D3自然開通，將Z3箝位在零，此時(shí)開通Z3，Z3是ZVS開通，此時(shí)Z3中沒有電流流過。

(4) 工作模式4 [t2 ，t3](見圖3(d)):在t2時(shí)刻關(guān)斷Z4，電流i抽走C2的電荷，同時(shí)給C4充電。Z4的電壓從零開始上升，Z4是ZVS關(guān)斷。t3時(shí)刻，C4上的電壓上升到E，即C2上電荷量為零時(shí)，D2自然導(dǎo)通。

(5) 工作模式5[t3 ，t4](見圖3(e)):t3時(shí)刻，D2導(dǎo)通，將Z2箝位在零，此時(shí)Z2開通，因此Z2是ZVS開通。雖然Z2開通，但沒有電流流過。t4時(shí)刻，D2，D3自然關(guān)斷，Z2和Z3中將流過電流。

(6) 工作模式6[t4 ，t5](見圖3(f)):在t4時(shí)刻，電流由正方向過零，并向負(fù)方向增加，電流i的流向:Z2→C→L→R→Z3。到t5時(shí)刻，Z3關(guān)斷，逆變器開始另一半周期的工作，工作情況類似上述半個(gè)周期。

3 軟件設(shè)計(jì)

在此結(jié)合高性能DSP數(shù)字芯片設(shè)計(jì)了一種新穎的超聲波電源控制系統(tǒng)，其整個(gè)系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)框圖如圖4所示。DSP采用TMS320LF2407A，外擴(kuò)FLASH采用CY7C1021V33-122芯片，PWM為脈沖輸出，分別由PWM1，PWM2，PWM3，PWM4引出，并經(jīng)過集成驅(qū)動(dòng)隔離送至IGBT，控制其導(dǎo)通與關(guān)閉。Iset為給定電路，Io，Id，Ud分別為負(fù)載電流、逆變器的直流輸入電流和電壓，將這3路信號(hào)分別送至各自的調(diào)理電路，經(jīng)過調(diào)理送入DSP的A/D接口。如遇到外部故障，如過熱等，向DSP發(fā)出中斷請(qǐng)求，實(shí)施保護(hù)。

圖4 系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)框圖

在此采用TMS320LF2407A來實(shí)現(xiàn)PS-PWM算法，利用其EV產(chǎn)生PWM控制信號(hào)[6]。功率控制程序的作用是通過將從負(fù)載處檢測(cè)到的電流值與功率設(shè)定量相比較，其差值通過數(shù)字PI控制算法進(jìn)行處理，進(jìn)而得到所需要調(diào)整的移相角度θ值，結(jié)果返回主程序影響比較單元1(CMPR1)的設(shè)定值。PS-PWM功率控制算法如圖5所示。

為了保證超聲電源正常工作，除設(shè)計(jì)各種故障的硬件保護(hù)電路，同時(shí)采用軟件保護(hù)。保護(hù)由硬件、軟件共同實(shí)現(xiàn)，保證系統(tǒng)可靠運(yùn)行。軟件保護(hù)是通過對(duì)檢測(cè)出的信號(hào)進(jìn)行濾波采樣后與DSP中斷級(jí)別最高的XINT2相連接，當(dāng)故障發(fā)生時(shí)，進(jìn)入軟件中斷程序，封鎖所有PWM脈沖輸出，實(shí)現(xiàn)保護(hù)效果。中斷保護(hù)程序流程如圖6所示。

4 仿真及實(shí)驗(yàn)結(jié)果

基于以上理論分析及系統(tǒng)的硬件與軟件設(shè)計(jì)，用PSpice軟件對(duì)移相功率控制超聲電源進(jìn)行仿真。如圖7、圖8所示。

圖5 功率控制程序流程圖

圖6 故障保護(hù)中斷程序圖

圖7 φ=0°時(shí)輸出電壓、電流波形

圖8 φ=45°時(shí)輸出電壓、電流波形

選取的超聲換能器型號(hào)是DH-6160F-15S-3，其諧振頻率為25 kHz，諧振阻抗為15 Ω，靜態(tài)電容為27 000 pF，通過計(jì)算，其匹配電感為0.75 mH。

圖7、圖8分別給出移相角分別為φ=0°，φ=45°時(shí)的輸出電壓u和輸出電流i仿真波形。由仿真波形比較分析，當(dāng)移相角φ逐漸增大，其輸出電壓脈寬逐漸減小，電流幅度逐漸減小，可見調(diào)節(jié)φ的大小即可以實(shí)現(xiàn)輸出功率的調(diào)節(jié)。另外，功率管工作在ZVS軟開關(guān)狀態(tài)，降低了開關(guān)損耗和電壓電流應(yīng)力，逆變器始終工作在負(fù)載諧振狀態(tài)，負(fù)載側(cè)的功率因數(shù)高，控制簡單，提高電源的可靠性。

根據(jù)前面的設(shè)計(jì)，對(duì)3 kW/30 kHz的超聲波發(fā)生器進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，下面給出逆變橋的驅(qū)動(dòng)波形，PS-PWM控制輸出波形，頻率跟蹤實(shí)驗(yàn)波形。圖9為θ=60°時(shí)Z1和Z4的驅(qū)動(dòng)波形，圖10為θ=60°時(shí)輸出電壓和電流波形;圖11為頻率跟蹤后穩(wěn)態(tài)的輸出電壓和電流波形。

圖9 θ=60°時(shí)Z1與 Z4的驅(qū)動(dòng)電壓波形

圖10 觸發(fā)脈沖實(shí)驗(yàn)波形

圖11 頻率跟蹤后穩(wěn)態(tài)的輸出電壓和電流波形

5 結(jié) 語

由于傳統(tǒng)開關(guān)管觸發(fā)電路是由硬件實(shí)現(xiàn)脈沖移相控制的，其線路復(fù)雜，元件易老化，輸出波形易發(fā)生不同程度的失真，使觸發(fā)脈沖對(duì)稱度受到很大影響。由微處理器構(gòu)成的控制系統(tǒng)，能在滿足精確性的前提下，實(shí)時(shí)、準(zhǔn)確地完成控制任務(wù)，利用軟件實(shí)現(xiàn)移相控制，可以大大改善觸發(fā)脈沖的對(duì)稱度，提高信號(hào)精度。在此采用DSP來實(shí)現(xiàn)功率的PS-PWM控制，通過改變移相角來實(shí)現(xiàn)較寬范圍內(nèi)的功率調(diào)節(jié)，且功率開關(guān)器件工作在軟開關(guān)狀態(tài)，使得系統(tǒng)效率極大地提高，更具靈活性，運(yùn)行更加可靠。

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