軟開(kāi)關(guān)APFC倍頻感應(yīng)加熱電源的研究

摘 要:針對(duì)倍頻感應(yīng)加熱電源整流器的非線性特性引起網(wǎng)側(cè)電流畸變，功率因數(shù)低等問(wèn)題，采用一種新型的軟開(kāi)關(guān)Boost電路取代傳統(tǒng)LC濾波環(huán)節(jié)進(jìn)行功率因數(shù)校正。整個(gè)電源系統(tǒng)采用DSP+CPLD實(shí)現(xiàn)了CCM模式下的平均電流PFC控制和倍頻逆變模塊的分時(shí)-移相控制策略。仿真與試驗(yàn)結(jié)果實(shí)現(xiàn)了輸入側(cè)單位功率因數(shù)，升壓電路的開(kāi)關(guān)管在高頻開(kāi)關(guān)狀態(tài)下實(shí)現(xiàn)ZCS開(kāi)啟與ZVS關(guān)斷，開(kāi)關(guān)損耗大大降低。

關(guān)鍵詞:軟開(kāi)關(guān); Boost; PFC; 倍頻逆變

中圖分類號(hào):TP274 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼:A

文章編號(hào):1004-373X(2010)12-0205-03

Study on Soft-switching APFC Multiple-frequency Induction Heating Power

YANG Qing， SHEN Jin-fei

(Institute of Electrical Automation， Jiangnan University， Wuxi 214122， China)

Abstract:A novel soft switching Boost circuit substituted the traditional LC wave filter is introduced to accomplish power factor correction for solving the problems of the net current distortion and low power factor caused by nonlinearity of multiple-frequency induction heating power rectifier. The entire power system adopted DSP+CPLD to accomplish average-current PFC control in CCM pattern and time division-phase shift control tactics in the multiple-frequency inverter. The simulative and experimental results show that the input power factor close to unity， the switch tube opened under high frequency is working at the ZVS and ZCS mode，the switch spoilage reduces greatly.

Keywords:soft switching; Boost; PFC; multiple-frequency invert

0 引 言

隨著功率開(kāi)關(guān)器件的發(fā)展，電力電子裝置日益小型化和高頻化，電氣性能大幅提高，但是隨之產(chǎn)生的高次諧波卻對(duì)電網(wǎng)造成嚴(yán)重污染。在電力電子設(shè)備中，整流器(AC/DC變流器)占有較大的比例，是主要的污染源。由于固態(tài)感應(yīng)加熱電源對(duì)于電網(wǎng)呈現(xiàn)非線性特性，從電網(wǎng)中輸出的電流就不是標(biāo)準(zhǔn)的正弦曲線。高頻諧波電流對(duì)電力設(shè)施產(chǎn)生過(guò)熱或其他危害[1]。

Boost電路應(yīng)用到功率因數(shù)校正方面已經(jīng)較為成熟，對(duì)于幾百瓦小功率的功率因數(shù)校正，常規(guī)的電路是可以實(shí)現(xiàn)的。但是對(duì)于大功率諸如感應(yīng)加熱電源，還存在很多的實(shí)際問(wèn)題。為了解決開(kāi)關(guān)器件由于二極管反向恢復(fù)時(shí)產(chǎn)生的沖擊電流而易損壞的情況，減少開(kāi)關(guān)器件在高頻下的開(kāi)關(guān)損耗，本文采用一種無(wú)源無(wú)損緩沖電路取代傳統(tǒng)的LC濾波電路。在分析了軟開(kāi)關(guān)電路的工作原理以及逆變模塊的分時(shí)-移相功率控制策略后，應(yīng)用Matlab軟件進(jìn)行了仿真，并通過(guò)實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了理論分析的正確性。

1 電源系統(tǒng)整體拓?fù)?/p>

如圖1所示，該主電路拓?fù)渲饕烧鳌④涢_(kāi)關(guān)Boost功率因數(shù)校正、逆變、負(fù)載匹配幾個(gè)環(huán)節(jié)組成。

單相整流橋輸出的直流電壓接入無(wú)源緩沖軟開(kāi)關(guān)Boost電路，本文采取Boost電路取代傳統(tǒng)的LC濾波電路。這里Boost電路主要有2個(gè)作用:一是提高整流輸入側(cè)的功率因數(shù);二是為逆變側(cè)提供一個(gè)穩(wěn)定的直流電壓。Boost校正電路輸出直流電壓加到逆變橋上，逆變橋是由8個(gè)IGBT模塊組成的單相全橋逆變器，每個(gè)IGBT都有一個(gè)反并聯(lián)二極管與其并聯(lián)，作為逆變器電壓反向時(shí)續(xù)流。逆變器中功率器件由控制電路控制脈沖信號(hào)驅(qū)動(dòng)而周期性的開(kāi)關(guān);隔離變壓器T的作用是電氣隔離和負(fù)載的阻抗匹配。一般T為降壓變壓器，適當(dāng)改變變壓器的變比即可降低諧振槽路中電感、電容上的電壓值，并可進(jìn)行不同的負(fù)載阻抗匹配。輸出方波電壓經(jīng)過(guò)變壓器的隔離降壓后加到由補(bǔ)償電容器和感應(yīng)線圈及負(fù)載組成的諧振回路上。

1.1 軟開(kāi)關(guān)APFC電路工作原理

圖2所示為無(wú)源軟開(kāi)關(guān)Boost電路、串聯(lián)電感及無(wú)損SNUBBER電路[2-3]。與普通的Boost電路相比，增加電感L1限制因VD0的反向恢復(fù)而產(chǎn)生的VT0開(kāi)啟沖擊電流，C2→VD7作為VD0的SNUBBER電路，VD5→VD6→VD7的串聯(lián)結(jié)構(gòu)和L1→C1→C2之間的諧振與能量轉(zhuǎn)換也有利于抑制VT0的開(kāi)啟沖擊電流。

主電路在一個(gè)周期內(nèi)的工作情況可以分為6個(gè)階段:

(1) 模式1[t0，t1]:在t0時(shí)刻，C0通過(guò)電阻R放電，VT0在ZCS狀態(tài)下開(kāi)啟，C1放電，電流流經(jīng)C1→C2→L1回路，由于L1的作用，VT0的開(kāi)啟電流逐漸平穩(wěn)上升。

圖1 電源系統(tǒng)主電路拓?fù)?/p>

圖2 無(wú)源無(wú)損軟開(kāi)關(guān)Boost電路

(2) 模式2[t1，t2]:電感L1上的電流逐漸增大，C1放電結(jié)束后，電流經(jīng)過(guò)回路L0→L1→VD5→VD6→C2流動(dòng)。

(3) 模式3[t2，t3]:C2被緩慢充電，直至L1能量全部轉(zhuǎn)移過(guò)來(lái)。最后流經(jīng)VT0的電流和L0的大小相等，C2充電結(jié)束。

(4) 模式4[t3，t4]: t4時(shí)刻VT0在ZVS下關(guān)斷，當(dāng)經(jīng)過(guò)C2-VD6-C1的電壓和整流輸出電壓Vin相等時(shí)，C2通過(guò)VD7放電，L1的電流經(jīng)L0→L1→VD5→C1給C1充電。

(5) 模式5[t4，t5]:當(dāng)C1的電壓和Vin相等后停止充電。L1電流經(jīng)VD5→VD6→VD7流向負(fù)載。

(6) 模式6[t5，t6]:L1電流衰減到0母線電感電流L1通過(guò)VD7向C2充電，當(dāng)C2電壓為0后，流過(guò)L0的電流經(jīng)VD0流向負(fù)載C0和R。接著回到模式1。

1.2 后級(jí)倍頻逆變電路

倍頻式高頻逆變電源電路如圖1右邊部分所示[4-5]。在圖中，由VT11～VT41構(gòu)成第一組逆變橋，由VT12～VT42構(gòu)成第二組逆變橋，兩組逆變橋輪流導(dǎo)通1個(gè)諧振周期，每個(gè)IGBT器件都以額定負(fù)載電流工作。這樣，如果IGBT的允許開(kāi)關(guān)頻率為 f0，則電源的輸出頻率為2f0。

分時(shí)-移相的控制方法是通過(guò)調(diào)節(jié)對(duì)角橋臂導(dǎo)通的相位差來(lái)調(diào)節(jié)功率。如圖3所示，VT11與VT41之間有一個(gè)移相角，滿功率的時(shí)候，角度為0，分時(shí)-移相調(diào)功就是通過(guò)調(diào)節(jié)移相角φ的大小實(shí)現(xiàn)功率的改變。

2 系統(tǒng)控制策略

控制系統(tǒng)主要采用Altera公司的MAXⅡ系列CPLD芯片EPM1270T144C5和TI公司的TMS320LF2407A型DSP[6]。控制環(huán)節(jié)由數(shù)字鎖相環(huán)、PWM控制模塊、分時(shí)脈沖控制模塊、DSP移相功率調(diào)節(jié)環(huán)節(jié)以及DSP-PFC環(huán)節(jié)組成。CPLD鎖相環(huán)模塊跟蹤負(fù)載諧振頻率，同時(shí)接收DSP輸出的數(shù)字移相角大小，從而經(jīng)PWM、分時(shí)模塊計(jì)算輸出8路移相觸發(fā)脈沖。DSP計(jì)算負(fù)載輸出功率，與功率設(shè)定值比較，經(jīng)積分分離PI算法輸出移相角度;DSP還要對(duì)CCM模式下的軟開(kāi)關(guān)Boost電路進(jìn)行平均電流控制[7-10]。此外還要實(shí)現(xiàn)設(shè)置、保護(hù)以及顯示等功能。

3 仿真與試驗(yàn)波形

基于以上理論分析和系統(tǒng)的硬件與軟件設(shè)計(jì)，應(yīng)用Matlab仿真軟件對(duì)電路進(jìn)行了仿真。仿真參數(shù)如下:輸入單相220 V，輸入等效阻抗1 mΩ，母線電感6 mH，輸出電容3 300 μF，緩沖電感4 μH，諧振電阻R為22 Ω，電感為1×10-6，電容為1.15×10-6。在仿真分析的基礎(chǔ)上，對(duì)1 kW感應(yīng)電源樣機(jī)進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)，表明實(shí)驗(yàn)與仿真結(jié)果基本一致，驗(yàn)證了理論設(shè)計(jì)與系統(tǒng)仿真的正確性。

圖3 逆變器分時(shí)-移相控制時(shí)序波形

圖4 控制系統(tǒng)框圖

圖5 輸入側(cè)電流電壓波形

圖6 通過(guò)Boost電路開(kāi)關(guān)管的電流電壓

圖7 移相角為90°時(shí)的輸出電流電壓

4 結(jié) 語(yǔ)

通過(guò)仿真與試驗(yàn)結(jié)果可以看到，應(yīng)用軟開(kāi)關(guān)PFC 電路的倍頻感應(yīng)電源，不僅實(shí)現(xiàn)了輸入側(cè)單位功率因數(shù)，而且借助于一些緩沖輔助器件，開(kāi)關(guān)管工作在軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)，損耗大大降低，為逆變模塊輸出穩(wěn)定的直流電壓。該設(shè)計(jì)具有較高的實(shí)用價(jià)值。

圖8 升壓電路開(kāi)關(guān)管的電壓電流試驗(yàn)波形

圖9 輸入側(cè)的電壓電流試驗(yàn)波形

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