認知無線電多址接入系統(tǒng)的研究

劉 鑫，劉玉濤，譚學治，Anghuwo Anna Auguste

(哈爾濱工業(yè)大學通信技術(shù)研究所，哈爾濱150080，liuxinstar1984@sohu.com)

認知無線電是一種提高頻譜利用率的智能新技術(shù)，它基于軟件無線電，利用授權(quán)用戶不在使用的空閑頻譜(頻譜空穴)進行通信［1］.由于認知無線電擇機使用空閑頻譜，因此它的頻譜是不連續(xù)的，并且隨機性和變化性都較大.認知無線電的一個基本認知周期要經(jīng)歷4個基本過程:感知頻譜環(huán)境、信道識別、功率控制和頻譜管理［1－2］.目前認知無線電較常采用的頻譜感知方法是能量檢測法［3－4］，而頻譜管理主要負責認知無線電頻譜的不連續(xù)性和變化性，信道識別和功率控制則和目前的許多系統(tǒng)具有相似之處［2］.由于認知無線電的頻譜是不連續(xù)和變化的，因此認知無線電的多址接入是個難點，傳統(tǒng)的TDMA，F(xiàn)DMA，CDMA等大都基于連續(xù)固定的頻譜分配，因此并不適合認知無線電，所以目前關于認知無線電多址接入的研究很少.文獻［5］提出了一種類似于認知無線電的變換域通信系統(tǒng)(Transform Domain Communication System，TDCS)，文獻［6］首次將TDCS應用到認知無線電中.TDCS通過將干擾嚴重的頻譜置0，實現(xiàn)對該頻段的躲避，并且用于調(diào)制的基函數(shù)能夠隨頻譜環(huán)境的估計自適應變化.本文基于此平臺，采用自相關好，互相關較低的m狀態(tài)序列產(chǎn)生若干偽隨機相位矢量，并通過IFFT得到了一組基函數(shù)，理論表明該組基函數(shù)是近似正交的，能夠提供多址接入.文章還分析了系統(tǒng)的檢測性能、接入的用戶數(shù)以及收發(fā)端基函數(shù)的不一致對系統(tǒng)性能造成的影響.

1 認知無線電多址接入發(fā)射機

認知無線電由于只能使用空閑頻譜，因此它的頻譜是不連續(xù)的，并且具有較大的隨機性和變化性，因此傳統(tǒng)的TDMA，F(xiàn)DMA，CDMA等基于連續(xù)固定頻譜的多址接入方案對認知無線電都不合適.本文提出了一種能夠適合認知無線電多址接入的系統(tǒng)，發(fā)射機如圖1所示.

圖1 認知無線電多址接入發(fā)射機框圖

1.1 認知無線電檢測

認知無線電需要對頻譜環(huán)境實時的監(jiān)測，并且監(jiān)測的帶寬往往很大.因此可以將整個檢測頻帶分為N個子頻帶，對每個子頻帶進行檢測.認知無線電檢測的目的是判斷授權(quán)用戶是否存在，可以用下式表示:

其中:H0表示信道處于空閑狀態(tài)，H1表示信道正在被授權(quán)用戶使用;y(n)為認知用戶監(jiān)測到的信號;s(n)為授權(quán)用戶信號;w(n)為信道的高斯白噪聲.常采用的檢測方法是能量檢測法，該方法是對M個信號采樣點的平方和取均值［7］，即

通常，采用門限λ對均值T(y)進行判決.當T(y)＜λ時，認為該信道空閑不存在授權(quán)用戶，否則認為此信道正在被使用.可以求得能量檢測法的虛警概率Pf和檢測概率Pd，如下式:

式中:σ2是白噪聲w的方差，r是檢測到的授權(quán)用戶的信噪比，Q(.)是正態(tài)高斯互補累積函數(shù).通過式(1)可以得到檢測概率與虛警概率之間的關系，即

式(2)表明，當提高檢測概率時，虛警概率也會提高，這說明:提高檢測概率雖然能夠減少對授權(quán)用戶的干擾，但頻譜的利用率也會降低，因此門限的選取通常在Pd和Pf之間產(chǎn)生折衷，所以能量檢測法的檢測概率并不會很高.

按照前述，依次對N個子信道進行檢測，通過門限判決得到每個子信道的使用狀態(tài).當子信道判定空閑時，將其標記為1，表示該信道可被認知用戶使用，否則標記為0，這樣可以得到頻譜空穴標記矢量A={a1，a2，…，aN}，ai∈{0，1}.

1.2 偽隨機相位生成

類似于CDMA依靠偽隨機序列進行多址接入，認知無線電系統(tǒng)依靠偽隨機相位進行多址接入.這里使用m狀態(tài)序列發(fā)生器來產(chǎn)生相位所需的隨機序列.線性移位寄存器在移位脈沖的相繼作用下，它的狀態(tài)不斷轉(zhuǎn)換，把這樣相繼轉(zhuǎn)換而得到的一系列狀態(tài)的全體，稱為該線性移位寄存器的狀態(tài)序列.如果該線性移位寄存器產(chǎn)生m序列，就稱相應的狀態(tài)序列為m狀態(tài)序列，并且n級2元m序列有φ(2n－1)/n個m狀態(tài)序列.以n=6時為例，共有φ(26－1)/6=6個長度為63的m序列，并且這些序列漢明自相關峰值為26－1，旁瓣近似于0，序列間最大漢明互相關為8，所以m狀態(tài)序列具有較好的自相關性和較低的互相關性，并且可以通過增加m序列的長度來增加狀態(tài)序列的個數(shù)［8－9］.

選取其中K個m狀態(tài)序列m1，m2，…，mK，每個m狀態(tài)序列產(chǎn)生一個長度為N(選取N=2n，m狀態(tài)序列包含0長度變?yōu)?n)的偽隨機相位矢量，元素是根據(jù)m狀態(tài)序列隨機排列的.

1.3 基函數(shù)生成

通過1.2節(jié)得到K個偽隨機相位矢量ejθi(i= 1，2，…，K)，將ejθi與標記矢量A對應的元素相乘得到新的矢量，為了保證發(fā)射功率相同，對新矢量進行縮放得到頻域矢量Bi(i=1，2，…，K).將Bi進行N點的IFFT變換得到時域矢量，然后通過并串轉(zhuǎn)換得到K個調(diào)制基函數(shù)bi(t)(i=1，2，…，K).由于頻譜Bi在授權(quán)用戶使用的頻段上幅值為0，因此實現(xiàn)了對授權(quán)用戶的躲避.類似CDMA擴頻碼的正交性，多址接入的基函數(shù)也需要滿足正交性.可以求得基函數(shù)的自相關

式中:l=k－m.由式(3)可知，基函數(shù)的自相關Rbibi(0)≈N，當時延τ≠0時，由于m狀態(tài)序列自相關函數(shù)旁瓣較小，因此Rbibi(τ)也較小.式(3)還可求得基函數(shù)的互相關

1.4 數(shù)據(jù)調(diào)制

bi(t)被存儲起來作為信息數(shù)據(jù)di(t)(i=1，2，…，K)調(diào)制的基函數(shù)，如果信道的電磁環(huán)境在一段連續(xù)的頻譜估計時間間隔內(nèi)恒定不變，則只在該時間間隔起始時生成新的基函數(shù)，后續(xù)步驟使用存儲器中的同一個基函數(shù)進行調(diào)制.調(diào)制的方法可以有兩種，以2元調(diào)制為例.

1)雙極性調(diào)制.類似BPSK，即用基函數(shù)的正負代表不同的碼元［5］，即

2)正交調(diào)制.由于基函數(shù)具有較強的自正交性，因此可以使用循環(huán)移位鍵控調(diào)制(CSK)［10］，即基函數(shù)的不同時移波形代表不同的碼元，如果基函數(shù)的周期為T，可以得到

將數(shù)據(jù)調(diào)制后的多址混合信號調(diào)制到認知無線電感知頻段的中心頻率上，發(fā)射出去.系統(tǒng)需要2根天線，一個用于實時的頻譜檢測，一個用于發(fā)射信號.該系統(tǒng)的認知無線電頻譜分布在整個檢測的頻段上，不同的是對于非空閑的頻譜通過將此頻段的幅值置0達到不使用該頻段的目的，因此本系統(tǒng)能夠利用非連續(xù)的頻譜，并且可以有效地躲避授權(quán)用戶.系統(tǒng)利用基函數(shù)調(diào)制對空閑頻譜使用，基函數(shù)是通過頻譜空穴標記和偽隨機相位產(chǎn)生的，因此當頻譜空穴發(fā)生變化時，基函數(shù)也會相應變化，所以本系統(tǒng)能夠滿足頻譜的動態(tài)變化.

2 認知無線電多址接入接收機

接收機通過將接收信號與本地產(chǎn)生的基函數(shù)相關來估計各用戶的數(shù)據(jù)，接收機如圖(2)所示.

2.1 接收端參考基函數(shù)生成

接收機類似于發(fā)射機，首先感知接收機周圍的頻譜環(huán)境，并通過能量檢測法得到本地的頻譜空穴標記矢量A'，m狀態(tài)序列發(fā)生器產(chǎn)生和發(fā)射機的狀態(tài)序列發(fā)生器一致的K個序列m1，m2，…，mK，并由此產(chǎn)生偽隨機相位矢量ejθi(i=1，2，…，K).A'和偽隨機相位矢量對應的元素相乘，并作IFFT和并串轉(zhuǎn)換，得到接收機的本地參考基函數(shù)b'i(t)(i=1，2，…，K).

2.2 基函數(shù)的同步與數(shù)據(jù)解調(diào)

同步一般包括相位和定時估計，在本系統(tǒng)中，由于基函數(shù)的相位在發(fā)送端是通過偽隨機碼映射生成的，因此在接收端只要本地產(chǎn)生的參考基函數(shù)與收到的基函數(shù)在時間上一致，就可實現(xiàn)波形同步，使用相關器可以達到此目的，對于N個采樣點的信號，只要將接收波形與參考基函數(shù)作周期相關，每N個時隙就會出現(xiàn)一個相關峰值，具體過程如下所述.

圖2 認知無線電多址接入接收機框圖

基函數(shù)b'i(t)取共軛)(考慮到基函數(shù)可能是復信號)，并作等間隔的N次循環(huán)移位(移位間隔為T/N)，得到N個信號接收信號載波解調(diào)后與做一個周期的相關運算，得到zi，j(t)，找出zi，j(t)，j=0，1，…，N－1中最大值的下標l，并根據(jù)b'i，l(t)相對b'i(t)的循環(huán)移位得到同步的基函數(shù)，并根據(jù)同步的基函數(shù)估計出認知用戶i傳送的數(shù)據(jù)d'i(t).對于2元雙極性調(diào)制，通過zi，l判斷，當zi，l＞0時，d'i(t)=0，否則d'i(t)=1.對于2元正交調(diào)制，則將同步后的基函數(shù)b'i，l(t)和b'i，l(t－T/2)分別與接收的函數(shù)作相關累積，值最大的用來估計數(shù)據(jù).

3 多址接入系統(tǒng)的性能分析

3.1 系統(tǒng)誤碼率

對于雙極性調(diào)制，單用戶檢測的平均誤碼率為

式中:N0為噪聲的干擾;Jp為授權(quán)用戶的干擾;Pd為系統(tǒng)的檢測概率;Ji(i=2，3，…，K)為其它認知用戶的干擾.因為基函數(shù)之間是近似正交的，因此相關時其它用戶會產(chǎn)生干擾分量，并且滿足Ji/Eb= Rbibj/Rbibi= ρ? 1［11］，若另信噪比RSN=Eb/N0，信干比RSI=Eb/Jp，代入式(5)得

同理可以得到正交調(diào)制的誤碼率為

3.2 收發(fā)兩端基函數(shù)不一致對系統(tǒng)的影響

由于收發(fā)兩端空間區(qū)域的不同，頻譜環(huán)境也略有不同，并且由于檢測的性能有限，收發(fā)兩端的基函數(shù)經(jīng)常是不一致的，這樣接收機在相關時就會產(chǎn)生額外的干擾［11］.定義基函數(shù)一致率為

因此基函數(shù)的相關值會變?yōu)樵瓉淼摩?α≤1)，可以得到基函數(shù)不一致情況下，雙極性調(diào)制的誤碼率為

4 系統(tǒng)仿真

使用Matlab對本文系統(tǒng)仿真，仿真中檢測帶寬被分為N=512個子頻帶，并用9級的移位寄存器產(chǎn)生m狀態(tài)序列，信噪比RSN=－10～10 dB，認知用戶與授權(quán)用戶的信干比RSI=－5 dB，系統(tǒng)采用雙極性調(diào)制.

圖3是用戶數(shù)K，檢測概率Pd不同時誤碼率隨信噪比變化的曲線.可以看出理論曲線與仿真曲線基本符合，并且檢測概率小，接入的用戶數(shù)較多時，系統(tǒng)的誤碼率較高，因此系統(tǒng)的檢測性能和多址接入的用戶數(shù)是影響系統(tǒng)性能的2個重要因素.所以采用新的更可靠的檢測方法，比如循環(huán)譜、高階譜檢測等以及類似CDMA去除多用戶干擾是未來本系統(tǒng)的研究關鍵.

圖4是K=5，Pd=0.8，基函數(shù)一致率α不同時，誤碼率隨信噪比的變化曲線，可以看出，當基函數(shù)只有50%一致時，誤碼率很高，而當基函數(shù)完全一致(α=1)時，誤碼率會有較大的降低，這是因為當收發(fā)信機距離較近時，可以認為兩端對頻譜環(huán)境的估計是一樣的，因此產(chǎn)生的基函數(shù)也一樣的，但是當收發(fā)端距離較遠時，收發(fā)端對頻譜的估計不一定相同，并由此產(chǎn)生下列現(xiàn)象:1)接收機避開的頻帶含有所需信號的能量，造成有用信號能量的丟失;2)接收機保留的頻帶不含所需信號的能量，增添了許多無用的噪聲和干擾.這2種情形均會使收發(fā)兩端的基函數(shù)不一致，從而降低接收機的信噪比，增加符號的錯誤概率.所以收發(fā)兩端進行基函數(shù)的信息交互是十分必要的，兩端需要交互各自的頻譜檢測信息，然后選擇一個在兩端都不會對授權(quán)用戶產(chǎn)生干擾的公共標記矢量A，然而這需要建立一條公共信道來傳遞這些信息，因此如何建立公共信道也是系統(tǒng)未來研究的關鍵.

圖3 K，Pd不同時，誤碼率的曲線

圖4 α不同時，誤碼率曲線

5 結(jié)論

本文系統(tǒng)通過頻譜幅值置0實現(xiàn)了對非連續(xù)頻譜的利用，并且基函數(shù)可以隨認知無線電的檢測結(jié)果自適應變化，因此該系統(tǒng)適合于認知無線電.仿真表明，系統(tǒng)的檢測性能、接入的用戶數(shù)以及收發(fā)兩端基函數(shù)的不一致會影響系統(tǒng)的性能，所以未來本課題的研究關鍵是:1)采用新的檢測方法提高檢測性能;2)研究多用戶干擾去除技術(shù);3)研究公共信道的建立.

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