900MHz壓控振蕩器設(shè)計

熊俊俏,夏 敏

(武漢工程大學電氣信息學院,武漢 430073)

1 引 言

無線通信系統(tǒng)對其射頻前端的指標要求越來越高。壓控振蕩器(VCO)單元是射頻前端的核心,其指標直接決定了系統(tǒng)的性能,如相位噪聲、調(diào)諧范圍、頻率穩(wěn)定度和頻譜純度等。近年來,壓控振蕩器技術(shù)的發(fā)展也取得了重要進展,如常用的晶體壓控振蕩器(VCXO),由晶體決定振蕩頻率,控制電壓只能在小范圍內(nèi)進行頻率調(diào)整,且工作頻率不高;而集成LC壓控振蕩器[1]從分立式VCO設(shè)計轉(zhuǎn)向硅解決方案,使設(shè)計更加靈活;基于MEMS技術(shù)的寬帶VCO[2]因工藝要求高,且存在機械熱噪聲,影響了其應(yīng)用;分立 LC壓控振蕩器[3～5]為基本的 LC電路,因具有調(diào)試方便、成本低的優(yōu)點而得到廣泛應(yīng)用。

本文以ADS2006A仿真軟件為工具,設(shè)計并仿真了一種900MHz直放站用的壓控振蕩器,其工作頻率范圍為1030～1120MHz,調(diào)諧靈敏度為25～35MHz/V,輸出相位噪聲10kHz處為-105dBc/Hz,100kHz處為-120dBc/Hz,二次諧波抑制為-15dBc,三次諧波抑制為-20dBc,非線性諧波最大為-90dBc,輸出功率0dBm,輸出電阻 50 Ψ。

2 VCO振蕩器電路設(shè)計

VCO電路結(jié)構(gòu)有多種,考慮到調(diào)試方便與成本,這里選擇晶體管壓控振蕩器電路,具體的電路原理圖如圖1所示,主要由諧振網(wǎng)絡(luò)、晶體管放大電路和輸出反饋網(wǎng)絡(luò)3部分組成。根據(jù)指標要求,晶體管選用低噪聲NE68119[6],其工作頻率可達到3GHz,變?nèi)荻O管選用SMV1251[7](工作電壓為0～8 V,結(jié)電容為37.35～2.03 pF),電阻 R3為反饋電阻,用于改善系統(tǒng)穩(wěn)定系數(shù),L2～L7均為扼流圈,提供變?nèi)荻O管偏置電路通路,C8為反饋電容,兩個變?nèi)荻O管反向串接可減小寄生調(diào)制[8]。

圖1 基于變?nèi)荻O管的壓控振蕩器Fig.1 VCO with varactor diode

2.1 相位噪聲與Q值計算

根據(jù)文獻[9],輸出端的總相位噪聲 L(fm)隨QL值的增大而減小,信號取至放大器輸出端時,總相位噪聲 L(fm)為

式中,fm、f0、fc分別為偏離載頻、載頻標稱頻率和三極管放大電路的拐角頻率,F為放大器的噪聲系數(shù),K為波爾茲曼常數(shù)1.3806×10-23J/K,T為絕對溫度,PSi為信號功率。

根據(jù)VCO的設(shè)計指標和三極管NE68119的參數(shù),在要求的相位噪聲指標下,品質(zhì)因素 QL達到540。采用ADS2006A對電路的相位噪聲進行仿真,通過建立相位噪聲仿真模型,射頻信號源提供1.075GHz的射頻信號,經(jīng)過噪聲調(diào)制器調(diào)制,再傳輸給解調(diào)器,最后得到噪聲信號。經(jīng)過仿真,得到如圖2所示的相位噪聲與噪聲頻率關(guān)系曲線。

圖2 相位噪聲仿真結(jié)果Fig.2 Simulation results for phase noise

從圖2可知,選取諧振網(wǎng)絡(luò)的QL值為540,是適合相位噪聲指標要求的,接下來根據(jù)QL值計算出諧振網(wǎng)絡(luò)中各元件的參數(shù)。

2.2 諧振網(wǎng)絡(luò)元件參數(shù)的計算

諧振網(wǎng)絡(luò)采用Π結(jié)構(gòu),如圖3所示。取電感L1的無載 Qu值為120,數(shù)值為10 nH,負載 R0為50 Ψ,根據(jù)文獻[8]計算相關(guān)參數(shù)。

圖3 諧振網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)Fig.3 The structure of resonantor

2.3 諧振網(wǎng)絡(luò)的 S參數(shù)仿真與等效電容

對振蕩網(wǎng)絡(luò)進行S參數(shù)仿真,調(diào)整器件參數(shù),使諧振網(wǎng)絡(luò)的傳輸系數(shù)、相位、時延和網(wǎng)絡(luò)的Q值均達到最佳狀態(tài)。單獨對回路中的電容進行調(diào)諧,可得到諧振網(wǎng)絡(luò)在1030MHz、1120MHz處的最佳傳輸系數(shù)條件下所對應(yīng)的電容C2值,仿真結(jié)果如圖4所示。

圖4(a)是在1030MHz處振蕩網(wǎng)絡(luò)獲得最佳傳輸系數(shù)的曲線,電路中電容C2取值為3.44 pF;圖4(b)則是在中心頻率1120MHz處振蕩網(wǎng)絡(luò)獲得最佳傳輸曲線,電容C2取值為2.73 pF。根據(jù)該仿真結(jié)果,將變?nèi)荻O管等效為電容進行仿真,獲得最佳的變?nèi)荻O管靈敏度指標,即變?nèi)荻O管兩端電壓每變化1 V(在 1030MHz處)或變化 4 V(在 1120MHz處)時。這里采用變?nèi)荻O管SMV1251與固定電容串并連接方式,電路結(jié)構(gòu)如圖5所示。

圖4 傳輸系數(shù)仿真結(jié)果Fig.4 Simulation results for transmission coefficient

圖5 電容的等效連接Fig.5 The equivalent circuit for capacitor

根據(jù)在1.03GHz和1.12GHz諧振頻率點的仿真結(jié)果,對應(yīng)的等效電容值分別為3.44 pF(變?nèi)荻O管工作電壓為1 V,結(jié)電容為18.18 pF)和2.73 pF(變?nèi)荻O管工作電壓為4V,結(jié)電容為2.72 pF),可得到串并聯(lián)的電容值C2、C3分別為1.5 pF和2 pF。

2.4 三極管偏置電路與增益控制

低噪聲晶體管NE68119工作于+5 V,需要考慮直流偏置設(shè)置、增益和穩(wěn)定系數(shù)3個方面。通過對三極管的建模與仿真,在三極管的集電極與發(fā)射極間增加交流反饋電路,提高穩(wěn)定系數(shù),并調(diào)整相關(guān)電路參數(shù),使得Ic=6.1 mA時,穩(wěn)定系數(shù)均大于1,增益達到10dB,最后得到如圖1所示的完整電路。

3 VCO電路的性能仿真

VCO電路的性能仿真包括相位噪聲、傳輸系數(shù)、閉環(huán)諧波、壓控靈敏度等。

3.1 最佳傳輸系數(shù)與相位、時延的仿真

通過調(diào)整優(yōu)化,得到最佳的傳輸系數(shù)、相位、時延和Q,相關(guān)仿真曲線如圖6所示(中心頻點1075MHz)。

從仿真結(jié)果可看出,電路在工作帶寬上能有較好的傳輸系數(shù)和高的Q值。

圖6 時延、品質(zhì)因素、傳輸系數(shù)和相位的仿真結(jié)果Fig.6 Simulation results for delay,quality factor,transmission coefficient and phase

3.2 閉環(huán)諧波平衡仿真

根據(jù)圖1建立閉環(huán)諧波仿真模型,得到的仿真結(jié)果如圖7所示。圖7(a)為相位噪聲仿真結(jié)果,在10kHz處的相位噪聲為106.3dBc,在100kHz處的相位噪聲為126.3dBc,滿足了設(shè)計要求;圖7(b)為諧波功率仿真結(jié)果,輸出功率達到1.191dBm,基波頻率為1.076GHz,諧波頻率功率在要求范圍內(nèi)。

圖7 閉環(huán)諧波平衡仿真Fig.7 Closed-loop harmonic balance simulation for phase noise and Harmonic power

4 結(jié) 語

通過上述的電路設(shè)計和仿真,達到了預期的技術(shù)指標,特別是相位噪聲和各諧波輸出功率指標。在整個電路的設(shè)計過程中,ADS2006A的仿真功能和調(diào)諧方法不僅滿足設(shè)計的要求,而且大大提高了設(shè)計效率,也為下一步的集成電路設(shè)計取得了電路參數(shù)。通過電路仿真和實際測試,得出如下結(jié)論:

(1)三極管集電極-基極反饋電阻越大,三極管電路增益越高,可改善噪聲系數(shù);

(2)增大三極管發(fā)射機的旁路電容,電路在滿足穩(wěn)定系數(shù)和起振的條件下,可獲得更高的增益;

(3)諧振網(wǎng)絡(luò)中的電感、電容值的大小也直接影響到輸出功率的大小;

(4)在電源端需加0.01 μ F、100 pF的去耦電容,減小電源的干擾;

(5)在射頻信號路徑上采用50 Ψ阻抗的微帶線布線,減小射頻干擾。

采用ADS2006仿真軟件進行射頻振蕩器的設(shè)計方案,可降低成本,提高系統(tǒng)可靠性,該技術(shù)不僅適用于900MHz頻段.也可以推廣到其它頻段。

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