Ｒａｋｅ誤碼率分析
2008-04-12 00:00:00譚漢洪趙響
現代電子技術 2008年1期
摘 要：主要針對IEEE802.15.3a工作組提出的UWB標準信道模型，在簡述Rake接收機和相關掩模選取的基礎上，用圖解的方法分析單脈沖的發送、經過信道及接收端采用Rake接收的全過程，主要從仿真方面分析比較典型TH-PPM-UWB系統接收端分別采用ARake，PRake和SRake接收的誤碼率，并對SRake不同分支數的誤碼率進行了仿真比較。仿真結果表明采用選擇性Rake結構可以有效降低誤碼率、提高系統性能。仿真結果驗證了理論的分析結論。
關鍵詞：TH-PPM；ARake；PRake；SRake；誤碼率
中圖分類號：TN91123 文獻標識碼：B
文章編號：1004373X(2008)0102805
Analysis of Rake Bit Error Ratio
TAN Hanhong1，ZHAO Xiang2
(1.Dongguan Nanbo Polytechnic College，Dongguan，523900，China;
2.Application Science Technology College，Guilin University of Electronic Technology，Guilin，541004，China)
Abstract：Based on the Intel model approved by the IEEE 802.15.SG3a group and the discussions of Rake receiver and correlation mask，the whole processing of transmitting，crossing UWB channel and Rake receiving of one bit is illustrated，the Bit Error Rate (BER) performance of ARake，PRake，SRake and the different numbers of SRake path for TH-PPM-UWB (time-hopping pulse position modulation ultra wideband) system are simulated and compared.The performance analysis of all kind of Rake receivers in certain channels is useful for applying of Rake receiver.The result indicates that Rake receiver can efficiently improve the performance of UWB system.The simulated results verify the conclusion of theory.
Keywords：TH-PPM;ARake;PRake;SRake;bit error ratio
1 引 言
UWB(Ultra Wideband，超寬帶)技術是目前正被廣泛研究的一種新興無線通信技術。對于通信系統，必須辯證地分析UWB信號的多徑分辨力。在窄帶系統中，不可分辨的多徑將導致衰落，而UWB信號可以將他們分開并利用分集接收技術進行合并，因此UWB系統具有很強的抗衰落能力。但UWB信號極高的多徑分辨力也導致信號能量產生嚴重的時間彌散(頻率選擇性衰落)，接收機必須通過犧牲復雜度(增加分集數)以捕獲足夠的信號能量，這將對接收機設計提出嚴峻挑戰。在實際的UWB系統設計中，必須折衷考慮信號帶寬和接收機復雜度，得到理想的性價比。Rake接收技術是一種有效的抗衰落分集接收技術，可以捕獲盡可能多的信號能量，改善接收性能[1，2]。
[JP2]文獻[3，4]討論了傳統的Rake接收機。對于Rake接收機來說，最理想的合并方式是采用ARake合并，然而這種方式將使用大量的相關器，使得其實現的復雜性會大大增加，在現實中幾乎是不可能實現的。采用PRake方式比采用SRake方式性能會有所下降，但其復雜性也隨之下降。復雜度和性能問題必須進行綜合考慮，超寬帶無線電TH-PPM調制作為沖激無線電一種最為經典的調制方式，目前文獻已經作了大量的研究。文獻[5]主要討論了TH-PPM調制信號在多徑環境下的誤碼率問題。文獻[3]提供了在室內UWB信道下自相關接收機和不同合并方式Rake接收機的單用戶PPM-UWB通信系統總體性能框架并仿真了誤碼率。文獻[6]用蒙特卡洛方法比較了統計抽頭延時線信道模型下ARake，PRake和SRake的性能。但這些文獻中采用的信道都不是IEEE802.15.3a的標準信道模型。典型的信道模型有根據1 GHz頻段實測結果建立的2 ns分辨率統計抽頭延時線(STDL)模型[7]和Intel根據2~8 GHz實測數據提出的0.167 ns分辨率S-V模型[8]，后者被采納為IEEE802.15.3a的標準信道模型。[JP]
本文主要針對IEEE802.15.3a工作組提出的UWB標準信道模型，在簡述Rake接收機和相關掩模選取的基礎上，用圖解的方法分析單脈沖的發送、經過信道及接收端采用Rake接收的全過程，主要從仿真方面分析比較典型TH-PPM-UWB系統接收端分別采用ARake，PRake和SRake接收的誤碼率，并對SRake不同分支數的誤碼率進行了仿真比較。仿真結果表明采用選擇性Rake結構可以有效降低誤碼率、提高系統性能。仿真結果驗證了理論的分析結論。
2 超寬帶系統模型描述
[BT3]2.1 發端模型
[BT4]2.1.1 TH-PPM-UWB發射信號仿真
典型的跳時脈沖位置調制(TH-PPM)信號是由一系列隨機時移的窄帶脈沖構成。利用脈沖位置調制(PPM)方式，若數字信息為“1”脈沖有移位，若為“0”則脈沖不移位。采用跳時擴頻技術，用PN碼對信號進行處理，此時第k個發射機的發射信號可寫成[9]：
制，當調制數據為“1”時，脈沖發送時間比調制數據為“0”時延遲δ秒。Tf一般遠大于Tc，且NhTc≤Tf，保證每一幀只傳送一個脈沖波形。
[JP2]本實驗TH-PPM-UWB無線通信系統中，比特重復數Ns=1即一個比特傳輸一個脈沖，比特重復周期Tb=20 ns，平均脈沖重復周期Tf=20 ns，單個UWB脈沖間隔為1 ns，即碼片周期Tc=1 ns，PPM調制位移時間δ=0.5 ns，TH碼元素上界值Nh為4。PPM-TH發射機波形如圖1所示，假設0比特沒有位移，1比特有位移，從圖可以看出信息比特為[1 0 0 0 1 …]，跳時碼為[4 4 4 3 4 …]。[JP]
圖2和圖3是在實驗室收發天線距離1 m內進行實際測試的TH-PPM-UWB系統發射信號波形和接收信號波形，TH-PPM信號頻率為512 kHz。實驗中發射信號單脈沖寬度約為0.5 ns，幅度約為3 V。實測接收信號脈沖寬度展寬，幅度約為100 mV。實驗結果表明，接收脈沖波形類似于高斯脈沖的二階導數波形，并且脈寬展寬、幅度衰減。
[BT3]2.2 超寬帶室內多徑信道模型
在對UWB信道脈沖響應實現進行仿真時，加上小尺度衰落中沒有的特性，即在各次實現之間考慮對數正態陰影的影響，這樣得到空間上的平均PDP，當考慮對數正態陰影的影響時，UWB多徑信道的離散時間脈沖響應為下列形式[2]：
一般Rake接收機由搜索器(Searcher)、解調器(finger)、合并器(Combiner)三個模塊組成。搜索器完成多徑搜索，找出能量相對較大的多徑，主要原理是利用碼的自相關及互相關特性。解調器完成多徑信號的解擴、解調，解調器的個數決定了解調的多徑數;合并器完成多個解調器輸出信號的合并處理，通用的合并算法有選擇式相加合并、等增益合并和最大比合并3種。圖4顯示了Rake接收機結構，圖中τ與α分別代表多徑的時延和幅度。
Rake接收機必須知道構成接收信號的多徑分量的時間分布。任務的完成，需要給Rake提供掃描信道沖激響應、捕獲、調整某些多徑分量時延的能力。如果相關器采用MRC方法，調整加權因子時也必須知道多徑分量的幅度值。這一任務使用信道估計的導頻符號完成。
其中，wj是第j個分量的加權系數，τj表示第j條路徑的傳播時延，m(t)是在AWGN情況下傳輸符號的相關掩模。
相關掩模中的加權系數的選取與Rake接收機的合并方式有關。常用的Rake接收機的合并方式有等增益合并(EGC)，最大比合并(MRC)等。如果相關器采用MRC方法，調整加權因子時必須知道多徑分量的幅度值。而相關掩模中的傳播時延要求Rake接收機必須知道構成接收信號的多徑分量的時間分布。多徑分量的幅度值和多徑分量的時間分布，這些任務的完成，需要給Rake提供掃描信道沖激響應、捕獲、調整某些多徑分量時延的能力，即需要進行信道估計，而精確信道估計往往很困難，復雜度高，成本高。
(1) EGC情況
wj是第j個分量的加權系數wj=1。等增益合并的加權系數不需要信道估計，系統簡單，但性能差。
(2) MRC情況
有3種方式選擇多徑進行合并，即ARake，SRake和PRake。
ARake(All Rake)：把接收端接收到的所有多徑分量都進行處理。wj是第j個多徑分量的幅度值，j取1到接收端接收到的多徑數。因而這種方式具有非常龐大數目的相關器，這在實際實現中是不可行的。
SRake(Selective Rake)：選擇所有可用的多徑中的具有較強能量的徑進行合并。wj是第j個多徑分量的幅度值，j取1到選擇合并的多徑數。這種接收機能夠最大限度地使用相關器，在成本和性能之間選擇了較好的折中，因而得到廣泛采用。
PRake(Partial Rake)：沒有選擇過程，直接合并最先達到的幾個徑進行接收。wj是第j個多徑分量的幅度值，j取1到部分合并的多徑數。這合并方式的好處是帶來實際復雜度的降低。
3 圖解Rake接收
現用圖解的方法分析單個比特脈沖的發送、經過信道及接收端采用Rake接收的全過程。與上述假設一致，比特重復數Ns=1即一個比特傳輸一個脈沖，比特重復周期Tb=20 ns，平均脈沖重復周期Ts=20 ns，單個UWB脈沖間隔為1 ns即碼片周期Tc=1 ns，PPM調制位移時間dppm=0.5 ns，TH碼元素上界值Nh為4 ns。假設0比特沒有位移，1比特有位移。PPM-TH發射信號波形如圖5所示，從圖可以看出，發射比特為1，TH碼為0。
CM1的離散時間脈沖響應如圖6所示，圖6(b)為圖6(a)的放大圖。發射信號在傳播過程中遭受多徑及衰減，接收信號如圖7所示，圖7(a)為未加噪聲的接收信號。若引入噪聲，在這取信噪比Eb/N0為0 dB，經多徑及衰減并引入噪聲的信號如圖7(b)。
式中，wj是第j個多徑分量的幅度值。本實驗平均脈沖重復周期Ts=20 ns，相關掩模的觀察時間取到20 ns。τj表示第j條路徑的傳播時延，m(t)是在AWGN情況下傳輸符號的相關掩模，wj和τj經過信道估計得到，ARake，j取1到接收端接收到的多徑數；SRake，j取1到選擇合并的多徑數;PRake，j取1到部分合并的多徑數。CM1離散時間脈沖響應如圖6所示，選擇合并的多徑數S=4，部分合并的多徑數L=4，則ARake，SRake和PRake的相關掩模分別如圖8(b)，(c)和(d)所示。
在TH-PPM-UWB系統，根據Rake接收機采用的不同合并方式，選擇與之相對應不同的相關掩模與經多徑、衰落并加入噪聲的接收信號相乘，得到Rake合并器輸出的判決變量，他被送到檢測器判決。若檢測器檢測總的能量大于0，該接收符號被判決為1；若檢測器檢測總的能量小于0，該接收符號則被判決為0。這就完成單個符號的發射和接收。
4 TH-PPM-UWB系統Rake接收仿真結果
[BT4]4.1 MRC合并與EGC合并性能比較
下面仿真比較TH-PPM-UWB系統接收端采用MRC和EGC兩種合并方式的Rake接收性能。圖9是不同信道下采用不同合并方式的性能比較圖。圖9(a)是CM1下進行MRC合并與EGC合并性能比較圖。圖9(b)是MRC合并在CM1，
[GK!4]CM4下的性能比較圖。
觀察圖9可以看出，對于同樣的信噪比，AWGN環境下的差錯率最低，其次是進行MRC合并的，最差的是EGC合并。這是由于MRC對收集到的多徑進行加權，從而獲得較低的差錯率，但MRC的缺點就是需要有精確的信道估計，從而有較為復雜的接收機結構。在我們設計的Rake接收機中，為了獲得較好的性能，采用MRC合并。采用MRC合并時，CM1的性能明顯比CM4的性能要好，[HK]CM4是存在25 ns延時的極限非視距信道模型。
[BT4]4.2 ARake，SRake和PRake性能比較
由以上分析可知，在MRC中，有3種方式選擇多徑進行合并，即ARake，SRake和PRake，下面分析一下他們的優缺點：
ARake把接收端接收到的所有多徑分量都進行處理，因而這種方式具有非常龐大數目的相關器，這在實際實現中是不可行的。
SRake選擇所有可用的多徑中的具有較強能量的徑進行合并，這種接收機能夠最大限度地使用相關器，在成本和性能之間選擇了較好的折中，因而得到廣泛采用。這種方法的缺點在于需要較為準確的信道估計，而非常精確信道估計往往很困難。
PRake沒有選擇過程，直接合并最先達到的幾個徑進行接收，帶來實際復雜度的降低。
圖10是不同信道下采用理想、選擇性和部分Rake接收的性能比較圖。圖10(a)，(b)分別比較了在CM1，CM4下接收端采用MRC理想Rake接收，8支路選擇性Rake，4支路選擇性Rake，8支路部分Rake和4支路部分Rake接收時的誤碼率比較。圖11是在CM1下分別選擇2條徑、3條徑、4條徑、8條徑、10條徑與采用AWGN接收進行比較的示意圖。通過觀察可以看出，收集2條徑，3條徑性能較之收集4條徑，8條徑，10條徑等為差，說明收集的徑數越多，收集的能量越多，判斷信息越準。而且收集4條徑、8條徑、10條徑幾條線幾乎重合到了一起，說明這時多收集的幾條徑的能量相當小，對判斷信息影響不大。
5 結 語
本文主要針對IEEE802.15.3a工作組提出的UWB標準信道模型，研究典型TH-PPM-UWB系統接收端采用不同的多徑合并方式對系統性能的影響。正如仿真結果所示，采用最大比Rake接收要比等增益接收性能好，而超寬帶信號經過超寬帶采用最大比ARake接收時要比經過加性高斯白噪聲信道的性能稍差。ARake接收在實際上難以實現，可以采用SRake接收或PRake接收，SRake和PRake性能與支路數有關，SRake要優于PRake。采用SRake時，對于CM1信道，大概3條較強徑就可以達到大部分能量的收集。實驗結果驗證了理論的分析結論。
參 考 文 獻
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作者簡介
譚漢洪 女，1979年出生，廣東東莞人，桂林電子科技大學碩士畢業生。主要從事超寬帶通信方面的研究。
注：“本文中所涉及到的圖表、注解、公式等內容請以PDF格式閱讀原文。”
