ＴＤＳ－ＯＦＤＭ 系統中信道估計方法的研究

摘 要：信道估計是通信領域的一個研究熱點，它是進行相關檢測、解調、均衡的基礎。針對 DMB-T系統中的時域同步信道估計進行了研究，在算法級對其進行了詳細的分析并提出了改進得到更優的性能。提出的算法采用 PN 序列的相關技術得到信道估計，通過比較不同的相關方法所得到的信道，確定最終輸出的信道沖激響應。

關鍵詞：TDS-OFDM；信道估計；PN序列；DMB-T

中圖分類號：TN911.23 文獻標識碼：A

文章編號：1004-373X(2008)11-047-03

Method Research of Channel Estimation in TDS-OFDM System

HUANG Wei1，HUANG Yuan2

(1.Ruyi Electric Corporation，Xianyang，712099，China;2.Shaanxi Administration School，Xi′an，710098，China)

Abstract：Channel estimation technique is the hotspot of research on the communications filed as being groundwork for processing the correlation detecting，demodulation and equalization.To estimate the channel impulse response definitely without increase the complexity of the system has become a research direction.In this thesis，we analyze the time-domain synch-ronous，using PN sequence correlation to get channel estimation，optimize and confirm the final estimation after comparing.The arithmetic simulation indicates the correctness of the design.

Keywords：TDS-OFDM;channel estimation;PN sequence;DMB-T

1 引 言

在近十余年中，數字電視地面廣播(DTTB)已達到了實際應用階段。目前已被國際電信聯盟(ITU)承認的DTTB傳輸標準有3個，即：美國先進電視系統委員會提出的格型編碼8電平殘余邊帶調制(8VSB)系統(簡稱ATSC)，歐洲開發的基于編碼正交頻分復用(COFDM)技術的數字視頻地面廣播標準(DVB-T)和日本采用的分段正交頻分復用的地面綜合業務數字廣播標準(ISDB-T)。現階段對這3個標準的比較和測試見諸多文獻［1］，一般來說，這3個標準各有特點。ATSC系統為傳統的單載波(SC)系統，它使用復雜的信道均衡器來進行信道估計，消除多徑干擾。該算法的對均衡器要求比較高，均衡器設計的復雜度很高。歐洲DVB-T多載波系統是在OFDM頻譜中插入導頻信號的，它規定了分散導(Scattered Pilot) 頻和連續(Continuous Pilot)導頻。連續導頻在每個COFDM符號中的位置都是固定的，散布導頻的位置在不同的COFDM符號中有所不同。然而該方案在使用了大量導頻來完成估計和均衡，使得系統有效數據的傳輸率較低。ISDB-T是日本無線電工商業協會開發的，系統采用的調制方法稱為頻帶分段傳輸(BST)OFDM，由一組共同的成為BST段的基本頻率塊組成，屬于單載波傳輸。

在上述背景下，我國制定了中國地面傳輸數字電視標準(簡稱DTMB)。歐洲的DVB-T與和日本的ISDB-T標準都是采用具有循環前綴保護間隔的編碼正交頻分復用，即COFDM調制。而DTTB標準采用了PN序列作為循環間隔，時域同步正交頻分復用(TDS-OFDM)進行調制。

然而，要想完全實現OFDM技術所帶來的性能的提高，還需要進行關鍵技術的實現，而信道估計就是其中之一。本文針對清華所提出的DMB-T系統中信道估計部分進行了研究，對迭代算法進行了優化，使得估計得到的信道沖激響應更加精準，從而提高系統的性能。 

2 TDS-OFDM 信道估計算法

2.1 TDS-OFDM 的系統模型 

TDS-OFDM 是現在清華提出的DMB-T傳輸系統的核心調制技術，它是時域同步的正交頻分復用技術，或者稱為以 PN 序列為保護間隔的正交頻分復用調制。 系統的離散系統模型如圖1所示。

圖1 TDS-OFDM系統模型

信號通過串并變換，經過 IFFT 調制，然后再并串變換，加入PN序列，形成信號幀。一個信號幀由幀同步和幀體兩部分組成，考慮到信道的時間選擇性(多普勒分布約為100 Hz)，每個信號幀的長度定義為<600 μs。一個信號幀可以作為一個正交頻分復用(OFDM)塊。對于TDS-OFDM來說，幀同步序列(即PN序列)作為 OFDM 的保護間隔，而幀體作為IFFT塊，以DMB-T傳輸系統為例，信號幀的結構如圖2所示。 

圖2 DMB-T信號幀結構

信號幀中的幀同步由前同步、8階PN序列和后同步三部分組成。PN序列定義為 255 個符號，前同步和后同步定義為 PN 序列的循環擴展，如圖3所示。 

圖3 PN序列的循環擴展結構

8階PN序列定義為本原多項式x8+x6+x5+x+1的m序列，其初始條件將確定所生成的m 序列的相位，而初始條件是由每一個幀的幀號所決定的。信號幀群中的每個信號幀分配有惟一的幀同步信號，以此作為信號幀的識別特征。也就是說，在接收端，我們只要確定m序列的相位，就可以確定幀號，從而可以達到同步的目的。 

2.2 PN序列自相關實現信道估計 

在 DMB-T系統中，采用 TDS-OFDM(時域同步正交頻分復用)調制技術，沒有插入 OFDM 導頻信號，而是在 OFDM 的保護間隔中插入時域 PN 信號作為同步頭。不考慮數據對同步頭的干擾，接收到的同步頭可以表示為：



r(k)=∑l-1l=0c(k-l)#8226;hc(l)+n(k)



式中c(k)為選用的PN序列，它具有良好的相關特性，其歸一化相關函數可表示為：



ρ(n)=1k∑k-1k=0c(n-k)*#8226;c(k)1[WB]n=k0other[JB)]



通過時域的相關，即r(k)和本地的c(k)相關，可以得到信道的時域沖激響應的粗估計(n)。得到的粗估計(n)中的小電平值被丟棄，因為存在白噪聲和多徑時，這些小電平已經不用考慮了。

相關使用的PN序列有K=255個符號，所以提出的信道估計算法能給出的信道估計長度為K，即要求L≤K。我們所得到的粗估計(n)時由信道的第一條路徑來定位的，實際中一般以主徑來定位，而主徑前的旁徑造成相對于主徑的信號的向前擴散，主徑后的旁徑造成相對于主徑的信號的向后擴散。前同步緩沖和后同步緩沖定義為 PN 序列的循環擴展，它們作為 PN 序列的保護段，只要信道的前徑長度和后徑長度分別小于前同步長度和后同步長度，就可以得到比較準確的時域沖激響應。

根據得到的粗估計(n)，可以構造PN序列經過信道沖激響應后得到的信號y(k)，通過接收的信號 r(k)減去y(k)，可以得到數據部分通過信道后的響應信號x(k)。對x(k)進行時域的判決反饋處理，均衡后得到z(k)，這里的z(k)是凈化后的 x(k)。由于需要得到純凈的 y(k)通過 y(k)和本地PN序列的頻域相除得到信道的沖激響應)，所以再分段從r(k)中減去上一幀數據部分對本幀幀頭的影響 x[CD#*2]pre(k)以及本幀數據部分對本幀幀頭的影響 z(k)，重建了幀頭y(k)，然后根據頻域上的除法，就可以得到比較精確的信道估計:



hiter=j+1n，k=IFFTYiter=j+1n，kCn，k



其中的iter=j+1，表示經過幾次迭代之后所得到的最終的信道估計。接收端去除 PN 序列之后的幀體經過 FFT 操作之后，得到頻域輸出Y(n，k)，然后使用所得到的信道頻率響應估計(n，k)(這里的n指的是第n幀)對本幀的頻域數據Y(n，k)進行信道均衡，即z(n，k)=y(n，k)/(n，k)。整個信道估計的過程如圖4所示。

圖4 TDS-OFDM時域相關信道估計

通過如圖4所示的信道估計，在頻域通過除法運算即可實現信道均衡，簡單的均衡器正是多載波調制優于單載波的一個重要優點。這種通過時域相關的方法直接得到信道沖激響應，有效地減少了白噪聲的干擾。 

3 仿真結果

仿真采用M幀數據，比較迭代估計得到的信道沖激相應和理想信道，分析并確定算法最優性能時各參數的選取。 從圖5粗估計和理想信道比較結果圖可以看到，通過相關得到的粗估計和實際的理想信道有一定的差異，做均方差比較，得到的值channel[CD#*2]MSE為0.006 251 1，達到10-3級。

1次迭代以后得到的信道估計和理想信道估計比較的結果圖如圖6所示?？梢钥吹?，迭代以后得到的估計相對粗估計要更接近理想信道，做均方差比較可以得到，迭代1次以后的channle[CD#*2]MSE[CD#*2]iter 為 0.000 141 53，已經達到了10-4級。 [LM]

圖5 粗估計和理想信道比較

圖6 1次迭代估計和理想信道估計比較

4次迭代以后得到的信道估計和理想信道估計比較的結果圖如圖7所示， 可以看到，迭代以后得到的估計相對 1 次迭代估計已經非常接近理想信道，做均方差比較可以得到，迭代 4 次以后的channle[CD#*2]MSE[CD#*2]iter為3.350 6e-006，已經達到了10-6級。 

圖7 4次迭代估計和理想信道估計比較

8次迭代以后得到的信道估計和理想信道估計比較的結果圖如圖8所示， 可以看到，迭代以后得到的估計幾乎和理想信道時重合的，做均方差比較可以得到，迭代 8 次以后的 channleMSEiter 為 1.328 6e-008，已經達到了10-8 級。 

圖8 8次迭代估計和理想信道估計比較

下面比較粗估計得到的數據點星座圖和8次迭代均衡以后得到的星座圖，可以看到迭代之后得到的信道估計星座映射效果相對比較好。根據粗估計得到的星座圖如圖9所示，8次迭代之后得到的星座圖如圖10所示。

通過圖9和圖10可以看出，迭代8次以后得到的信道沖激應用于均衡，均衡效果明顯優于粗估計的均衡效果。

圖9 粗估計信道星座圖

圖10 8次迭代估計信道星座圖

4 綜合分析

表1為8次迭代估計過程中信道估計的均方差(MSE)和均衡之后的誤比特率(BER)的比較：Iternum = 8。

表1 8次迭代過程中的參數比較

從圖11和圖12中可以看出，經過 TDS-OFDM 的信道估計方法，經過 8 次迭代，信道估計的精度已經很高了，均衡之后的誤碼率也相對較小。幾次迭代之后的信道估計與理想信道的比較說明了迭代算法的效果是很明顯的，同時均衡后的誤比特率在一定的條件下，也隨迭代次數的增加下降的比較塊。軟件的仿真結果表明了信道估計算法的設計實現的準確性。圖12 ChannealMSE和iter times的關系

5 結 語

針對清華所提出的DMB-T系統中信道估計部分進行了以上分析和研究，對迭代算法進行優化，結果表明，優化后的信道估計方法在保證了良好信道估計性能和系統誤碼的同時具有較低的復雜度，并且得到的信道沖激響應更加精準，MSE更小，系統性能更好，是一種非常具有實用意義的信道估計算法。

參 考 文 獻

［1］Wu Y，Pliszka E，Caron B.Comparison of Terrestrial DTV Transmission System:the ATSC 8-VSB，the DVB-T [LL]COFDM and the ISDB-T BST-OFDM.IEEE Trans.Broadcasting，2000，46(2):101-113.

［2］Wang Jun，Yang Zhixing，Pan Changyong，et al.Iterative Padding Subtraction ofthe PN Sequence for the TDS-OFDM over Broadcast Channels\\[J\\].IEEE Transactions on Broadcasting，2005，51(4):1 148-1 152.

［3］Song Bowei，Gui Lin，Guan Yunfeng.On Channel Estimation and Equalization in TDS-OFDM-based Terrestrial HDTV Broadcasting System\\[J\\].IEEE Transactions on Consumer Electronics，2005，51(3):790-797.

［4］Zhang Ziwei，Yang Zhixing，Pan Changyong.Synchro-nization and Channel Estimation for TDS-OFDM Systems\\[C\\].IEEE 58th Vehicular Technology Conference，2003(2):1 229-1 233.

［5］Shen Che，Lin Yinyi，Wu Yiyan.OFDM System Channel Estimation Using Time-Domain Training Sequence for Mobile Reception of Digital Terrestrial Broadcasting.

［6］Muquet B，Wang Z，Giannakis G B.Cyclic Prefixing or Zero-padding for Wireless Multicarrier Transmissions\\[J\\].IEEE Transactions on Communications 2002，50(12):2 136-2 146.

注：本文中所涉及到的圖表、注解、公式等內容請以PDF格式閱讀原文。