Buck開關電源MOSFET損耗分析

【摘要】為實現汽車集中式域控制器高性能芯片的開關電源的功率損耗計算，分析了金屬-氧化物半導體場效應晶體管（MOSFET）的導通和關斷過程，對Buck型開關電源的MOSFET損耗進行理論分析及公式推導，針對開關損耗部分進行了實例計算和仿真驗證。結果表明，計算結果與仿真結果趨于一致，所提出的方法可為開關電源MOSFET的選型提供參考。

關鍵詞：開關電源 MOSFET損耗 Buck 導通損耗 開關損耗

中圖分類號：U463.67；U463 文獻標志碼：A DOI： 10.20104/j.cnki.1674-6546.20230411

Analysis of MOSFET Power Loss in Buck Switching Power Supply

Liao Bo， Li Weiliang， Zhao Mulong， Lü Jiawen， Yang Li

（Global Ramp;D Center， China FAW Corporation Limited， Changchun 130013）

【Abstract】In order to calculate power loss of switching power supplies of high-performance chip in automotive centralized domain controller， this article analyzes the on and off processes of Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor （MOSFET）， theoretically analyzes and derives formulas for the MOSFET losses of Buck type switching power supplies， and focuses on example calculation and simulation verification of the switch losses. The calculation and simulation results tend to be consistent， which can be used as a reference for hardware design engineers when selecting switch power MOSFETs.

Key words： Switching power supplies， MOSFET loss， Buck， Conduction loss， Switching loss

1 前言

伴隨著汽車智能化、輕量化發展，汽車電子電氣架構逐步由分布式向集中式域控制器的方向發展。傳統分布式控制器的主控芯片為微控制器（Microcontroller Unit，MCU），內部電源系統通常選用集成控制器局域網（Controller Area Network，CAN）總線/局部連接網絡（Local Interconnect Network，LIN）通信功能及電源功能的系統基礎芯片（System Basis Chip，SBC），或直接選用集成電源管理芯片（Power Management Integrated Circuit，PMIC）。集中式域控制器，尤其是應用于智能駕駛和智能座艙的域控制器，引入了大算力的單片系統（System on Chip，SoC），單路電源電流需求可達幾十安，傳統SBC和PMIC無法滿足需求，需額外增加分立電源。常用的降壓型分立電源有Buck型開關電源和低壓差線性穩壓器（Low-Dropout Regulator，LDO）。其中Buck型開關電源以高效率的特點廣泛應用于大電流需求的降壓型電路中。

Buck型開關電源效率通常高于80%，電源內部能量產生熱損耗，并轉換成熱量[1]，開關電源中主要發熱元器件為開關管、整流管、變壓器和電感[2]。其中金屬-氧化物-半導體場效應晶體管（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor，MOSFET）損耗的計算最為復雜，其選型直接影響電路的效率及工作狀態。

2 電路原理

根據Buck型開關電源芯片是否集成MOSFET，將其分為轉換型和控制型，2種類型的電路原理分別如圖1、圖2所示。

轉換型電路內置MOSFET，芯片（包含MOSFET）的效率可直接查芯片手冊獲得，進而推算出芯片（包含MOSFET）的功耗。控制型電路外置MOSFET，需要通過損耗計算分析確定MOSFET的選型。

控制型電路的2個MOSFET功能不同，其中輸入電壓和電感之間的MOSFET為上管，主要起開關作用，上管導通時，電源通過上管為電感儲能，上管關斷時，切斷輸入電源與電感之間的連接。地線和電感之間的MOSFET為下管，主要起續流作用，導通時為電感提供續流路徑，關斷時切斷地線與電感的連接。上管和下管不同時導通，存在一定的死區時間。本文主要進行控制型的Buck型開關電源電路MOSFET損耗的計算分析研究。

3 上管損耗分析

開關管的工作過程分為4個階段[3]：開通階段、關斷階段、導通階段、截止階段。其中截止階段電流幾乎為0，在計算損耗時可忽略。上管損耗PQ_U包含上管導通損耗PCOND_U、上管開關損耗PSW_U、上管驅動損耗Pdrive_U：

PQ_U=PCOND_U+PSW_U+Pdrive_U （1）

設電路的輸出電流均值為IO，根據Buck類型開關電源原理，流過上管的均方根電流為：

[IRMS_QU=IOD1+r212] （2）

式中：D為開關電源占空比，r為開關電源電流紋波率。

由于r通常較小（目標值一般為0.2～0.4），在后續近似計算中，均方根電流可近似為：

[IRMS_QU≈IOD] （3）

3.1 上管導通損耗

上管導通損耗PCOND_U是上管完全導通時損失的功率。上管導通損耗受通過MOSFET的電流和MOSFET的導通電阻Rdson_U影響，計算公式為：

[PCOND_U=I2RMS_QURdson_U] （4）

由式（3）可得，上管的導通損耗為：

[PCOND_U≈I2ODRdson_U] （5）

上管選擇導通電阻小的MOSFET，有利于降低MOSFET的導通損耗。電路的均方根電流與輸出電流、占空比呈正相關，當輸出電流一定時，占空比越大（輸入電壓越小），均方根電流越大，所以在分析極限情況時，需要考慮輸入電壓偏下限的情況。

3.2 上管開關損耗

上管在飽和狀態與截止狀態之間轉換需要一定時間[4]，所以在開啟和關斷過程中存在電壓和電流不同時為0的情況，此時，MOSFET會產生一定的功率損耗，即開關損耗PSW_U，圖3所示為MOSFET開關過程中電壓、電流交疊示意，單個周期內損耗的功率即為陰影部分的面積。

圖3中，Vds為MOSFET漏源電壓，Id為MOSFET漏極電流，Vgs為MOSFET柵源電壓，tr為MOSFET開啟過程中電壓和電流交疊時間，tf為MOSFET關斷過程中電壓和電流交疊時間，則：

PSW_U=VinIo_maxf（tr+tf）/2 （6）

式中：Vin為輸入電壓，在實際應用時，一級電源計算需要考慮拋負載（Load Dump）及輔助啟動等工況下的最大輸入電壓；Io_max=IO（1+r/2）為輸出電流最大值；f為電路的開關頻率。

由式（5）、式（6）可知，開關損耗除了與開關管的漏源電壓Vds、漏極電流Id、開關管的開通時間ton和關斷時間toff有關[5]，還與開關頻率f正相關。

3.2.1 開關損耗分析等效模型

開關損耗又稱交疊損耗，是在MOSFET開通和關斷階段，有效的電壓和電流同時作用于MOSFET造成的損耗[6]。上管開關損耗分析等效模型可簡化為圖4中虛線框部分。圖4中，Vg為MOSFET的柵極電壓，Vs為MOSFET的源級電壓，Vout為開關電源的輸出電壓，Vdrive為電源芯片驅動模塊產生的驅動電壓。

上管柵極輸入電容Cg為：

Cg=Cgs+Cgd （7）

式中：Cgs為柵源電容，Cgd為柵漏電容。

MOSFET寄生電容的參數通常可按照以下公式換算：

Cgd=Crss （8）

Cgs=Ciss-Crss （9）

Cds=Coss-Crss （10）

式中：Crss為反向轉移電容，Ciss為輸入電容，Cds為漏源電容，Coss為輸出電容。

MOSFET開關損耗是開通階段和關斷階段產生的，將開通階段、關斷階段分成8個時段分別計算損耗[7]。

3.2.2 上管開啟過程

上管開啟過程可以分為4個階段，對應的時間間隔分別為t1、t2、t3、t4[7]，如圖5所示。

當開關電源電路達到穩態時，上管導通的瞬間，上管的S極（開關電源交換節點）電壓VS為0。

第1階段t1為電源芯片驅動模塊產生的驅動電壓Vdrive通過上管驅動電阻RUGATE為上管柵極充電的過程，充電時間與驅動電阻和柵極電容有關。此階段MOSFET的柵極電壓Vgs從0提高至開啟電壓Vth，該階段MOSFET的D極和S極之間幾乎沒有電流流過。充電時間常數Tg為：

Tg=CgRUGATE （11）

其中，RUGATE包含電源芯片驅動電阻（內部推挽電路推挽管導通阻抗）、芯片與MOSFET柵極間的柵極電阻和MOSFET管內部的柵極電阻。

上管的柵源電壓可以通過如下公式進行計算：

[Vgs=Vdrive_H1-e-tTg] （12）

式中：Vdrive_H為電源芯片柵極驅動電壓，t為時間變量。

式（12）變換可得：

[t=-Tgln1-VgsVdrive_H] （13）

當t=t1時，Vgs與MOSFET的開啟電壓Vth相等，則：

[t1=-Tgln1-VthVdrive_H] （14）

第2階段t2為上管在芯片驅動電壓的作用下，柵源電壓Vgs繼續提高至米勒電壓Vmiller的過程。在第1階段已經達到了開啟電壓，因此，從第2階段開始，流過上管的漏極電流逐漸增大，速率取決于MOSFET的跨導。MOSFET的跨導信息參照第2階段最終達到MOSFET柵極電壓的電壓值（米勒電壓）作為參數帶入計算，當t=t1+t2時，Vgs=Vmiller。

t2可表示為：

[t2=-TglnVdrive_H-VmillerVdrive_H-Vth] （15）

第3階段t3為MOSFET的米勒平臺階段，Vds開始下降至0。Cgd兩端電壓由Vmiller變化為（Vmiller-Vin），電源芯片通過驅動電阻向Cgd注入電流，上管的Cgs兩端電壓Vgs維持不變，為米勒電壓，即當t=t1+t2+t3時，Vgs=Vmiller，Vd=0。

在t3時段，Cgd向Cgs注入電流，與驅動電壓向柵極注入的電流相等，即：

[Vdrive_H-VmillerRUGATE=CgdVint3] （16）

即：

[t3=CgdRUGATEVinVdrive_H-Vmiller] （17）

在第4階段t4，驅動芯片繼續通過驅動電阻RUGATE向Cg充電，根據充電指數公式，在充電時間為ln（1/（1-x））×Tg時，電壓達到終值的x倍，充電到90%終值時充電時間為2.3Tg，則：

t4=2.3Tg-t1-t2 （18）

如圖5所示，開啟過程中只有t2和t3時段內電壓和電流有交疊不為0的情況，因此：

tr=t2+t3 （19）

3.2.3 上管關斷過程

上管關斷階段波形如圖6所示，可以分為4個階段，對應的時間間隔分別為t5、t6、t7、t8[7]。其中，t6和t7時段內電壓和電流不同時為0。

第5階段t5開始時上管Vgs與驅動電壓Vdrive_H相等，第5階段結束時，上管Vgs為Vmiller，驅動與控制電路輸出的驅動電壓變為低電平Vdrive_L，電容Cg通過驅動電阻放電，此時Vgs為：

[Vgs=Vdrive_H-Vdrive_Le-tTg+Vdrive_L] （20）

當t=t5時，Vgs=Vmiller，則：

[t5=-TglnVmiller-Vdrive_LVdrive_H-Vdrive_L] （21）

第6階段t6為米勒平臺階段，Vgs=Vmiller，但上管漏極電壓逐漸增大至Vin，Cgd兩端電壓由Vmiller變化為（Vmiller-Vin），Cgd放電電阻RUGATE向驅動芯片放電，Cgs兩端電壓保持不變：

[Vmiller-Vdrive_LRUGATE=CgdVint6] （22）

即：

[t6=VinRUGATECgdVmiller-Vdrive_L] （23）

第7階段t7是Cg通過驅動電阻放電的過程，第7階段開始時，Vgs=Vmiller，第7階段結束時，Vgs=Vth，則Vgs為：

[Vgs=Vmiller-Vdrive_Le-tTg+Vdrive_L] （24）

[t7=-TglnVth-Vdrive_LVmiller-Vdrive_L] （25）

第8階段t8是Cg通過驅動電阻繼續放電直至放電完成的過程，設柵極電壓降低至初始值的10%時認為放電完成，則放電時間為：

t8=ln（1/0.1）Tg-t5-t7 （26）

經計算，t8≈2.3Tg。

綜上，關斷過程存在開關損耗的時間tf為：

tf=t6+t7 （27）

由式（19）、式（27）和式（6）可得上管的開關損耗。

3.3 上管驅動損耗

基于單個電源開關周期內電荷守恒原理可知下管的驅動損耗為：

Pdrive_U=VdriveQgf （28）

式中：Qg為MOSFET柵極電荷。

3.4 上管結溫計算

上管溫升ΔTU為：

ΔTU=PQ_URthJA （29）

式中：PQ_U為上管的功率損耗，可以由式（5）、式（6）、式（28）求得的損耗帶入式（1）求得；RthJA為上管的熱阻。

上管結溫Tj_U為：

Tj_U=Tamb_U+?TU （30）

式中：Tamb_U為上管所在控制器內部的環境溫度。

在實際計算中，Tj_U以小于MOSFET的最高結溫限值為限。

4 下管損耗分析

Buck開關電源分為同步整流和異步整流，其中，異步整流下管使用肖特基整流二極管進行續流，由于二極管存在正向導通壓降，當電流較大時，二極管的損耗大。所以在大電流應用場景中，通常選用同步整流，使用MOSFET代替肖特基整流二極管，續流時導通電阻只有幾mΩ，能有效降低續流階段的功率消耗[1]。本文基于同步整流方式進行下管功耗分析。

由于下管在導通前、后兩端電壓接近0，故忽略其開關損耗。下管的損耗PQ_L為：

PQ_L=PCOND_L+Pdrive_L （31）

式中：PCOND_U為下管導通損耗，Pdrive_L為下管驅動損耗。

4.1 下管導通損耗

下管導通損耗PCOND_L為：

[PCOND_L=I2RMS_QLRdson] （32）

式中：IRMS_QL為均方根電流，Rdson為MOSFET的導通電阻。

其中，IRMS_QL為：

[IRMS_QL=IO1-D1+r212] （33）

由于r較小，計算可忽略，下管均方根電流值可近似為：

[IRMS_QL≈IO1-D] （34）

4.2 下管驅動損耗

根據電荷守恒，驅動損耗Pdrive_L為：

Pdrive_L=Vdrive_LQgf （35）

4.3 下管結溫計算

ΔTL下管溫升為：

ΔTL=PQ_LRthJA （36）

式中：RthJA為下管的熱阻。

下管結溫Tj_L為：

Tj_L=Tamb_L+ΔTL （37）

式中：Tamb_L為下管所在控制器內部的環境溫度。

在實際計算中，Tj_L以小于MOSFET的最高結溫限值為限。

5 實例計算及仿真驗證

在實際功耗計算中，開關損耗的時間計算最為復雜，本文以LTC3891為例對上管的開關損耗時間進行仿真及相應的計算驗證。LT3891是同步降壓型控制型電源芯片，本例中上、下管均使用Si7850DP，組合實現12 V轉5 V降壓電路，為負載提供5 A電流。

仿真電路使用LTspice自帶的電路仿真模型和器件模型，如圖7所示，設定電路參數如表1所示，與上管開關時間計算相關的芯片參數如表2所示，與功耗計算相關的MOSFET參數如表3所示。

計算中實際使用的MOSFET極間電容參數為表4中的計算參數數值。

其中，MOSFET的有效極間電容的計算參數根據文獻[7]的折算方法進行縮放，計算所用的MOSFET極間電容基準值來自MOSFET電容曲線中與仿真工況對應的參數值，如圖8所示。

上管開啟、關斷階段仿真波形分別如圖9、圖10所示。

為了更好地進行對比驗證，計算分析使用的參數為表2～表4中的仿真參數和計算參數。上管開關過程各階段的損耗時間仿真與計算對比結果如表5所示。

表5中仿真結果與計算結果在t3與t6時段差異較大，這2個時間段是米勒平臺時段，分析其原因為仿真模型參數（Crss為100～500 pF）與實際器件參數（Crss為50～500 pF）存在差異，而Crss反映了MOSFET柵極與漏極之間的極間電容Cgd大小，Cgd越大，米勒平臺持續的時間t3和t6越長。

6 結束語

本文分析了汽車控制器中常用的降壓型開關電源外置MOSFET的功耗計算方法，重點針對其開關損耗的時間進行理論推導、實例仿真和計算驗證。計算結果與仿真結果趨于一致，表明該功耗計算方法可為降壓型開關電源MOSFET選型提供參考依據，并可在控制器測試驗證階段為MOSFET溫升問題提供理論分析依據及優化思路。對于具有頻繁開關特點的應用場景，如開關較為頻繁的負載的驅動電路中，其MOSFET的功耗也可按照本文思路進行推導和計算。

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（責任編輯 弦 歌）

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