具有雙陷波的超寬帶濾波器設計

摘 要 為提高超寬帶濾波器的選擇性，同時減小其他無線通信系統對超寬帶系統的干擾，設計出一種具有雙陷波且高選擇特性的超寬帶濾波器。該濾波器采用圓環型多模諧振器與輸入輸出饋線進行耦合實現高選擇特性的超寬帶濾波器，在此基礎上加載級聯的C型諧振器產生兩個陷波點。利用HFSS進行優化仿真，可知該濾波器通帶為3.1～9.7 GHz，相對帶寬為103.0%，選擇因子為0.89，有效提高了濾波器的選擇特性，并且在6.86 GHz與8.15 GHz處各有一個陷波點，有效地避免了X波段通信衛星和其他國家C頻段衛星通信的干擾，證明了該設計的優越性與實用價值。

關鍵詞 超寬帶濾波器 多模諧振器 雙陷波 選擇性

中圖分類號 TP21" "文獻標志碼 A"" 文章編號 1000 3932（2025）01 0126 06

自從美國聯邦通信委員會（FCC）在2002年將3.1～10.6 GHz無線頻段授權用于商用之后，超寬帶技術就吸引了大量研究人員的關注［1］。超寬帶濾波器作為超寬帶系統中的重要組成部件之一，其性能決定了整個超寬帶系統的通信質量。

近年來，由于超寬帶技術的迅速發展，超寬帶濾波器的設計也趨于成熟。在文獻［2］中，作者利用高通低通濾波器級聯以獲得擁有寬阻帶的超寬帶濾波器。文獻［3］則使用帶通帶阻濾波器級聯設計超寬帶濾波器，但使用兩種不同的濾波器進行級聯會使匹配困難，且最終設計尺寸較大。文獻［4］中，作者提出了使用多模諧振器（MMR）設計超寬帶濾波器的方法，該設計思路是超寬帶濾波器設計歷程中的里程碑，能夠大幅減小濾波器整體尺寸，且設計自由度高，自此之后，利用多模諧振器設計超寬帶濾波器成為主流方法。

在超寬帶系統所在的頻段中，還存在著其他無線通信系統的頻段，且無線頻譜資源的日益緊張，也要求濾波器擁有優異的頻率選擇性。為滿足通信需求，文獻［5］利用扇形多模諧振器設計了一款具有高選擇特性的超寬帶濾波器，但由于扇形諧振器自身的缺陷，最終的濾波器僅提高了上截止頻率處的選擇性，而且沒有對超寬帶系統內的雜散信號進行屏蔽。文獻［6］利用傳統多模諧振器加載短路短截線設計超寬帶濾波器，并耦合級聯的諧振器在通帶內形成多個陷波點以屏蔽其他無線通信系統的信號。雖然此設計方法能夠使超寬帶系統有效避免其他無線通信系統的干擾，但沒有提出有效措施來提升超寬帶濾波器的選擇特性。

針對上述設計中存在的不足，筆者設計了一款有雙陷波且具有高選擇特性的超寬帶濾波器，該濾波器采用圓環型多模諧振器實現高選擇特性，通過耦合級聯的C型諧振器以達到雙陷波的目的。最終，通過仿真實驗驗證了該設計的有效性與合理性。

1 超寬帶濾波器設計

1.1 圓環型多模諧振器分析

筆者設計的多模諧振器如圖1a所示，該多模諧振器由半波長的均勻阻抗諧振器、四分之一波長的階梯阻抗諧振器及兩個開路的均勻阻抗傳輸線組成。圖中Y、θ分別表示多模諧振器各枝節的導納與電角度。由于此多模諧振器是對稱結構，因此可采用奇偶模理論對其進行分析。多模諧振器的奇偶模等效電路如圖1b、c所示。圖中Y和Y分別為多模諧振器奇、偶模輸入導納。

在奇模激勵下，多模諧振器奇模輸入導納為：

Y="""" （1）

Y=""" （2）

在偶模激勵下，多模諧振器偶模輸入導納為：

Y=""" （3）

Y=""" （4）

Y=""" （5）

Y="" （6）

根據諧振條件Im Y=0，令Y=Y=0，

k=，k=，結合式（1）、（2），可得在奇模激勵下的諧振條件為：

k="""""" （7）

由式（7）可知，奇模諧振頻率由水平枝節長度L與L以及開路垂直枝節長度L決定。

在偶模激勵下，根據阻抗比k、k并結合式（3）～（6）可得偶模諧振條件為：

B（tan θ+ktan θ）+A（tan θtan θ-k）=0"" （8）

A=k（tan θ+ktan θ+tan θ）+tan θtan θtan θ（9）

B=k（tan θ+tan θtan θ-1）+tan θtan θ" （10）

其中，θ=βL，θ=βL，θ=βL，θ=βL，θ=βL，β為相位常數。

由式（3）～（10）可知，偶模諧振頻率由整個諧振器的枝節長度決定。

由以上分析可知，通過調整諧振器的參數能夠改變諧振頻率的分布，使諧振點分布在超寬帶濾波器所需的頻帶內。利用三維電磁仿真軟件HFSS對其進行仿真，可以觀察到在弱耦合條件下的諧振點分布，如圖2所示。

從圖2中可以看出，在弱耦合條件下，多模諧振器有5個諧振點，通過改變諧振器枝節的長度，可以改變諧振點，由此驗證了對圓環型多模諧振器理論分析的正確性。并且可以觀察到，在上下頻帶各有一個傳輸零點，能夠有效提高超寬帶濾波器的選擇特性。綜上所述，在利用圓環型多模諧振器設計超寬帶濾波器時，可通過調整枝節長度，使諧振點分布在通帶中，而后通過進一步耦合完成超寬帶濾波器的設計。

1.2 超寬帶濾波器設計與仿真

結合以上分析，設計的超寬帶濾波器整體結構如圖3所示。為加強耦合，將圓環型多模諧振器與輸入輸出饋線進行交趾耦合，并在輸入輸出饋線下方使用缺陷地結構，如圖3陰影部分所示。同時，為改善濾波器帶內插損，輸入輸出饋線采用了階梯型結構［7］。

本次設計采用介電常數ε=2.5的Arlon AD250A介質基板，厚度為0.8 mm，使用HFSS進行仿真分析，得到超寬帶濾波器的S參數圖如圖4所示，圖中S（1，1）為回波損耗，表示阻抗匹配情況；S（2，1）為插入損耗，表示信號損耗情況。

由圖4可知，本次設計的超寬帶濾波器帶寬為3.4～9.8 GHz，回波損耗小于10 dB，且在上下截止頻率處各有一個傳輸零點，使濾波器的選擇因子S.F.為0.89，有效提升了超寬帶濾波器的選擇性。濾波器的選擇因子定義如下［8］：

S.F.=""""""" （11）

其中，f、f分別表示濾波器上下截止頻率為3 dB處和30 dB處的帶寬。

2 雙陷波超寬帶濾波器設計

在超寬帶系統所在的頻段內，還存在著其他無線通信系統，為屏蔽這些干擾信號，需在超寬帶濾波器通帶內引入陷波點。引入陷波點的方法有很多，如加載開路短截線［9］、耦合E型諧振器［10］、使用缺陷地結構［11］等。

本次設計采用級聯的C型諧振器與多模諧振器耦合以產生雙陷波點。雙陷波超寬帶濾波器整體結構如圖5所示，位于多模諧振器下方的第1個C型諧振器在8.15 GHz處產生一個陷波點，與之級聯的第2個C型諧振器在6.86 GHz處產生第2個陷波點。為避免微帶線的不連續性對濾波器性能產生影響，故不對C型諧振器進行彎折處理。

C型諧振器的諧振頻率計算式如下：

f="""""" （12）

其中，f為諧振頻率，c為真空中的光速，L為諧振器長度，ε為等效介電常數［12］。

單個C型諧振器可在超寬帶濾波器通帶內產生一個陷波點，根據式（11）可確定諧振器枝節長度與陷波點所在頻率。對不同枝節長度的C型諧振器進行電磁仿真，可得到具有單陷波的超寬帶濾波器S參數圖，如圖6所示。在枝節長度改變時，陷波點所在的頻率也隨之改變，由此可知，能夠通過調節諧振器枝節的長度來控制陷波點的位置。

將兩個C型諧振器級聯之后，超寬帶濾波器的S參數圖如圖7所示。

從圖7中可以看出，當級聯的兩個C型諧振器保持C型諧振器枝節長度不變，僅改變級聯枝節L8的長度時，濾波器的陷波位置沒有發生變化，隨之變化的是濾波器的通帶寬度和陷波深度，因此，可以確定，兩個C型諧振器分別控制兩個陷波點的陷波位置，而級聯枝節長度L8控制著整個濾波器的通帶寬度與陷波深度。為使通帶符合設計初始目標，并且使兩個陷波點擁有足夠的陷波深度，利用HFSS對級聯枝節長度L8進行不斷優化調整。

3 仿真分析與對比

對濾波器結構進行不斷優化，濾波器整體結構參數見表1。

使用電磁仿真軟件HFSS對超寬帶濾波器進行仿真驗證，仿真結果如圖8所示。由圖8可知，本次設計的超寬帶濾波器通帶范圍為3.1～9.7 GHz，通帶較為平坦，波紋較小，相對帶寬為103.0%，并且上下截止頻率處選擇性較好，選擇因子為0.89，截止頻率處的衰減分別為50 dB與25 dB，同時兩個陷波點分別位于6.86 GHz與8.15 GHz處，陷波帶寬為6.7～7.1 GHz和7.6～8.8 GHz，且陷波深度均大于20 dB。由此可知，該濾波器性能良好。

表2為筆者設計的濾波器與其他文獻所設計的濾波器的性能對比。由表2可知，與文獻［13］相比，同樣使用圓環型多模諧振器設計超寬帶濾波器，筆者的設計在圓環型多模諧振器上增加了開路型短截線，并通過改變阻抗比的方法增加了諧振點與傳輸零點，不僅提高了濾波器的選擇性，并且引入了陷波點，避免了其他無線通信系統對超寬帶系統的干擾，有效提高了超寬帶系統的通信質量。與表2中其他文獻進行比較，筆者設計的濾波器在擁有高選擇特性的同時，還具有雙陷波的特性，能有效屏蔽其他無線通信系統的干擾。

表2 筆者設計的濾波器與其他文獻方法的對比

4 結束語

利用圓環型多模諧振器與輸入輸出饋線進行交趾耦合的方式設計超寬帶濾波器，并在輸入輸出饋線下方使用缺陷地結構以提高耦合度，通過耦合級聯的C型諧振器實現雙陷波超寬帶濾波器的設計。所設計的雙陷波超寬帶濾波器分別在6.86 GHz與8.15 GHz產生陷波，有效抑制了X波段通信衛星和其他國家C頻段通信衛星的干擾。通過理論分析與電磁仿真驗證了設計的合理性，該濾波器選擇特性與屏蔽干擾能力都相對良好，且結構緊湊，具有良好的應用價值。

參 考 文 獻

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（收稿日期：2024-07-10，修回日期：2024-12-26）

Design of the UWB Filter with Double Notching

HOU Ming1， ZHOU Zhen yu1， LI Xiao zhen2， XU Kai xin1

（1. Faculty of Information Engineering and Automation， Kunming University of Technology；

2. School of Information Engineering， Kunming University）

Abstract"" For purpose of improving selectivity of the ultra wideband（UWB） filter and reduce interferences from other wireless communication systems to the ultra wideband system， an UWB filter with double notching and high selection characteristics was designed， which has a ring type multi mode resonator coupled with the input and output feeders to realize a high selection characteristics， and then on this basis， it employs a cascaded C type resonator to generate two notch points. Making use of HFSS optimize the simulation shows that， the filter transmission band stays at 3.1 GHz to 9.7 GHz， and the relative bandwidth is 103.0% together with a selection factor of 0.89， which effectively improves the filter selection characteristics; in addition， a notching point at 6.86 GHz and 8.15 GHz can be seen respectively to avoid the interference from both X band communication satellites and C band ones， which can prove both superiority and practical value of this design.

Key words"" UWB filter， multimode resonator， double notching， selectivity