一種交叉倍壓型高增益DC/DC變換器

摘"要：

針對光伏發電、燃料電池發電等領域對高增益直流變換器的需求，以兩相交錯并聯升壓變換器為研究對象，由2個含有電感的倍壓單元組合設計出實現電壓提升的交叉倍壓結構，據此提出了一種新穎的交叉倍壓型高增益DC/DC變換器。該變換器可實現（3n+4）/（1-d）倍的高電壓增益（1∶n為耦合電感匝數比，d為變換器占空比），且具有電路器件的低電壓應力特性。對于漏感引起的開關管電壓尖峰問題，引入了鉗位電容構成釋放漏感能量通道，同時提升了輸出電壓。介紹了新型交叉倍壓型高增益變換器的拓撲結構，分析了變換器各模態的工作過程，推導了電壓增益、輸入電流紋波及各器件電壓應力等穩態特性，并搭建樣機進行實驗研究，驗證了該直流變換技術方案的可行性和先進性。

關鍵詞：DC/DC變換器；高增益；低輸入電流紋波；交叉倍壓；交錯并聯；耦合電感

DOI：10.15938/j.emc.2024.01.012

中圖分類號：TM46

文獻標志碼：A

文章編號：1007-449X（2024）01-0120-11

Highgain DC/DC converter with intersected voltage multiplier

QIN Ming，"FENG Yaoxing，"CHANG Yiwen，"WANG Kewen

（School of Electrical and Information Engineering， Zhengzhou University， Zhengzhou 450001， China）

Abstract：

Aiming at the demand of highgain DC/DC converter in photovoltaic power generation system and fuel cell power generation system， twophase interleaved parallel boost converter was taken as the research object， and an intersected voltage multiplier cell with the combination of two voltage multiplier cells containing inductors was designed， which can increase the voltage. According to this， a new highgain DC/DC converter with intersected voltage multiplier was proposed. This converter can achieve （3n+4）/（1-d） times high voltage gain （1∶n is the turn ratio of coupled inductor， d is the duty ratio of converter）， and it has low voltage stress characteristics. To solve the problem of voltage spike caused by leakage inductance， clamping capacitor was introduced to form leakage inductance energy channel and increase the output voltage. The topology of the new highgain DC/DC converter with intersected voltage multiplier was proposed， the working process of each mode was analyzed， and the steadystate characteristics of voltage gain， input current ripple and voltage stress of each device were deduced. What’s more， an experimental prototype was built to verify feasibility and advance of DC/DC conversion technology.

Keywords：DC/DC converter; highgain; low input current ripple; intersected voltage multiplication; interleaved; coupled inductor

0"引"言

為了實現2030年碳達峰的目標，光伏、燃料電池等清潔能源正在被大規模開發使用。對于獨立運行的光伏發電系統或燃料電池發電系統等中小功率應用場合，其發電單元的額定電壓低，需要具有高電壓增益DC/DC變換器進行電能變換；為保證發電單元穩定高效工作，通常也要求變換器輸入特性良好。但是傳統結構的Boost變換器存在自身極限占空比限制、輸入電流紋波和開關管電壓應力大等問題，往往難以勝任這些應用場合。因此，設計具有高增益、低輸入電流紋波性能的直流變換器已經成為近年來研究熱點。研究人員將開關電感、開關電容、耦合電感、級聯、交錯并聯等拓撲應用于Boost變換器，有效提升了變壓器的升壓特性[1-2]。

Boost變換器結合開關電容技術，得到較高電壓增益，級聯多組開關電容時，理論上可以實現很高的電壓增益。但是變換器工作時，開關管處于硬開關狀態，增加導通損耗，并且開關電容充放電時會產生尖峰電流，出現電壓噪聲。相關學者提出一類開關電感結構代替傳統變換器儲能電感，用于解決傳統升壓變換器升壓能力不足，但是開關管和輸出二極管電壓應力仍等于輸出電壓，不適用于高升壓場合，此外，引入過多的電感會增大寄生參數，增加變換器損耗[3]。文獻[4]總結開關電感和開關電容技術在升壓直流拓撲電路上的應用，得到一種升壓直流拓撲技術廣義拓撲，并提出了一種含有電感、電容和二極管的倍壓結構，應用于此廣義拓撲可以使變換器實現較高的電壓增益。此結構中，開關電容分擔了開關管的電壓應力，使開關管電壓應力有效降低，減小變換器在高升壓場合開關管應力大和效率低的問題。但是此變換器輸入電流紋波大的問題并未解決。文獻[5]總結了帶有耦合電感的新型升壓變換器拓撲技術，耦合電感的引入增加一個新的自由度匝數比1：n，可以在拓撲結構不改變的情況下，通過改變耦合電感匝數比提升輸出電壓。耦合電感副邊和開關電容構成的倍壓結構可以分擔開關管的電壓并增加變換器電壓增益。耦合電感相比于單獨電感，在實現相同增益條件下，電路成本和電路尺寸明顯減少。但是當變換器運行在電感電流斷續模式下，仍存在輸入電流斷續的問題。

為了解決輸入電流斷續、紋波大的問題，相關研究引入了交錯并聯技術。文獻[6]提出了一種輸入輸出全交錯型升壓變換器，實現了輸入電流連續、電流紋波小的變換特性，且電容能夠自動均壓。文獻[7]在文獻[6]的基礎上將主電感替換為耦合電感，并將耦合電感副邊置于輸出端，設計了一種高增益交錯耦合電感升壓變換器，該變換器采用耦合電感技術減小電路尺寸，降低成本，同時有效提升了電壓增益。文獻[8-10]均是將耦合電感副邊置于輸出端，通過優化開關電容結構得到幾種各具優勢的高增益升壓變換器方案。文獻[11]以交錯耦合變換器為基礎，將開關電容與耦合電感副邊串聯，設計了一種高增益升壓變換器，但是該變換器未考慮漏感能量釋放問題，導致開關管關斷瞬間出現尖峰電壓，穩態工作特性方面存在不足。相關研究引入鉗位電容，使耦合電感的漏感能量通過鉗位電容釋放，以解決開關管關斷時的尖峰電壓問題。文獻[12]提出一種高增益交錯耦合電感DC/DC變換器，該變換器的耦合電感副邊與開關電容串聯，限制電容電流尖峰，鉗位電容吸收漏感能量同時提升輸出電壓。但該變換器在使用相同器件數情況下，未能使電壓增益實現最大化。

在上述研究的基礎上，提出并研究一種新穎的交叉倍壓型高增益DC/DC變換器（a highgain DC/DC converter with intersected voltage multiplier，IVMH converter）。該變換器設計交叉倍壓結構，并采用交錯并聯結構作為輸入端，有效提高電壓增益，減小輸入電流紋波。與現有同類型變換器相比，IVMH變換器具有更高的升壓比和更低的開關管電壓應力，適用于清潔能源發電等應用場合。

1"拓撲推演

拓撲推演圖如圖1所示。通過圖1（a）、圖1（b）含電感倍壓單元結構和含耦合電感嵌套倍壓結構的組合，使所設計拓撲的電容與耦合電感副邊串聯，設計了圖1（c）所示交叉倍壓結構。此結構主要利用電容C3和電感Ns反向給電容C1充電，大幅提高了C1的電壓，C1、Ns、C2串聯放電，實現電壓提升。

將此交叉倍壓結構應用于交錯耦合直流變換器時，需考慮漏感釋放能量的問題。通過構建漏感能量釋放通道，提出了一種交叉倍壓型高增益DC/DC變換器（IVMH變換器）。與已有方案相比，IVMH變換器在開關管數量、二極管數量相同或更少的情況下，實現了更高的電壓增益；同時避免了漏感能量釋放問題；開關管電壓應力更低，可選用電壓等級更低的開關器件，以降低成本。

2"工作原理分析

IVMH變換器的輸入端兩相并聯，交錯180°控制兩開關管開斷。開關電容和耦合電感副邊串聯，結合二極管組成交叉倍壓結構，其中：電容C1、C3，二極管D1、D2與副邊繞組組合為倍壓單元1；電容C1、C2，二極管D1、D2、D3與副邊繞組組合為倍壓單元2；同時開關管S1關斷時，電容C3鉗位S1，吸收Np1漏感能量，在S2關斷時，電容C4鉗位S2，吸收Np2漏感能量，如圖2所示。

圖3為其等效變換器模型，耦合電感等效為漏感Lk、勵磁電感Lm和匝數比為Np ∶ "Ns的理想變壓器，兩耦合電感的同名端分別用“*”和“·”表示。

為了簡化分析過程，做出以下假設：

1）所有開關管、二極管都是理想器件；

2）兩耦合電感參數相同且匝數比Np1∶Ns1=Np2∶ Ns2=1∶n；

3）所有電容的容值很大，其兩端電壓紋波可以忽略；

4）開關管S1、S2采用交錯180°導通的控制方式，其占空比d相同且d gt; 0.5;

5）由于漏感遠小于勵磁電感，計算增益時忽略漏感影響，令k=Lm/（Lk+Lm）=1。

本文研究了IVMH變換器在連續導通模式下的工作方式，其在一個開關周期內有8種工作模態。圖4為理論波形，圖5為8種工作模態。

模態Ⅰ（t0－t1）：如圖5（a）所示，開關管S2處于導通狀態，開關管S1在t0時刻導通，漏感Lk1開始充電，但勵磁電感電流iLm1大于漏感電流iLk1，勵磁電感的能量繼續通過原邊繞組釋放到副邊。二極管只有D4為導通狀態，其余皆為關斷狀態，電容C1、C2、C4為輸出電容C5充電。副邊串聯結構放緩了D4電流的下降速率，t1時刻二極管D4自然關斷，緩解了其反向恢復問題，此模態電源與耦合電感原邊Lm1、副邊以及電容C1、C2、C4構成的回路為負載供電。此模態的表達式為：

模態Ⅱ（t1－t2）：如圖5（b）所示，此時兩開關管保持導通，二極管全部關斷，漏感電流與勵磁電感電流相等，即iLk1= iLm1、iLk2= iLm2，電源為兩相漏感和勵磁電感充電，漏感電流線性上升，輸出電容C5為負載供電。由于漏感遠小于勵磁電感，忽略漏感影響，可得此模態的表達式為：

模態Ⅲ（t2－t3）：如圖5（c）所示，t2時刻，開關管S2關斷，S1持續導通，二極管D2、D5開始導通，其余二極管皆為關斷狀態。此模態漏感Lk2和勵磁電感Lm2開始放電，漏感能量通過D5釋放到電容C4，同時開關管S2的電壓被C4鉗位，避免了開關管關斷時出現電壓尖峰，勵磁電感Lm2和電容C3通過D2為副邊和C1充電，二極管D2的電流線性上升，輸出電容C5為負載供電。此模態的表達式為：

模態Ⅳ（t3－t4）：如圖5（d）所示，t3時刻，漏感Lk2能量釋放完畢，二極管D5自然關斷，D3開始導通，耦合電感副邊通過D3為電容C2充電。D2上的電流隨著勵磁電感Lm2上的電流減小而減小，t4時刻減小為0。此模態輸出電容C5為負載供電，漏感電流、勵磁電流和副邊電流關系同上一模態。此模態的表達式為：

模態Ⅴ（t4－t5）：如圖5（e）所示，t4時刻，S2開始導通，S1保持導通，此時只有二極管D3為導通狀態，其余皆為關斷狀態。由于受到漏感Lk2上電流的限制，開關管S2的電流從0開始緩慢上升，實現了S2的軟開通。此模態iLk2lt;iLm2，勵磁電感Lm2上的能量繼續通過副邊傳遞到C2，D3上的電流線性下降，直到t5時刻，iLk2 = iLm2，D3自然關斷。同時此模態下C4、C3、D2、C2、D4、C5構成的回路使D2加上D4的電壓應力等于輸出電壓減去其他電容的電壓，且在C1、D1、D2、耦合電感副邊構成的回路中，耦合電感副邊電壓等于C2，可得此時的電壓關系為：

模態Ⅵ（t5－t6）：如圖5（f）所示，器件開關狀態同模態Ⅱ。但二極管D2電壓應力與上一模態不同，此時耦合電感副邊放電完成，副邊電壓為0，可得

模態Ⅶ（t6－t7）：如圖5（g）所示，t6時刻，S1關斷，S2持續導通，二極管D1、D4開始導通。此時漏感Lk1通過D1向C3釋放能量，由于C3對S1的鉗位作用，避免了S1出現尖峰電壓，二極管D4由于與副邊串聯，電流開始從0線性上升，電源與耦合電感原邊Lm1、副邊以及電容C1、C2、C4構成的回路為輸出電容C5充電同時為負載供電。此模態的表達式為：

模態Ⅷ（t7－t8）：如圖5（h）所示，t7時刻，漏感能量釋放完全，二極管D1零電流關斷，避免了D1的方向恢復問題。此過程只有D4處于導通狀態，漏感Lk2、勵磁電感Lm2繼續充電，電容C1、C2、C4繼續放電同時給負載供電，此過程D4電流緩慢減小，漏感電流、勵磁電流和副邊電流關系同上一模態。此模態的表達式為：

3"穩態分析

3.1"電壓增益

為了簡化分析，忽略漏感影響，即認為耦合系數k=1。模態Ⅰ和模態Ⅴ工作時間很短，其勵磁電感上的電壓可近似為電源電壓，即：

模態Ⅰ：vm1=vm2=Vin；

模態Ⅴ：vm1=vm2=Vin。

根據“伏秒平衡”原理，勵磁電感Lm1和Lm2上的電壓在一個開關周期中積分為0，可得：

圖6顯示了IVMH變換器在不同匝數比條件下電壓增益與占空比的關系，可見該變換器在較低的占空比下即可達到較高的電壓增益，且耦合電感匝數比會直接影響電壓增益。

3.2"元件電壓應力分析

由式（42）～式（46）可知，電容C1、C2、C3、C4上的電壓應力分別為：

由此可得，當耦合電感匝數比為1∶1時，開關管電壓應力僅為輸出電壓的1/7，大幅降低了開關管的導通損耗。

圖7表示了IVMH變換器各器件的相對電壓應力，即器件電壓應力與輸出電壓的比值。開關管S1、S2，二極管D1、D5，電容C1、C3、C4上的電壓應力與輸出電壓比值隨著匝數的增加而降低，特別是開關管S1、S2電壓應力在n≥1時，不大于輸出電壓的1/7，可以使用電壓等級更低、經濟性更好的開關管。二極管D2、D3、D4和電容C2上的電壓應力與輸出電壓比值隨耦合電感參數n的增加而增加，但其電壓應力仍很大程度上小于輸出電壓。

3.3"輸入電流紋波分析

由于IVMH變換器輸入側是交錯并聯結構，輸入電流等于兩漏感電流之和，根據此拓撲一個周期八個模態分析可知，輸入電流實際上也為兩勵磁電感電流之和，表示為以下關系：

i（t）=iLk1（t）+iLk2（t）=（iLm1（t）+nisec（t））+（iLm1（t）－nisec（t））=iLm1（t）+iLm2（t）。

根據圖4中輸入電流i in的波形可知，一個周期內，輸入電流進行兩次波動，因此減小了輸入電流紋波。輸入電流在模態Ⅰ和模態Ⅱ線性上升，此時輸入電流紋波為

勵磁電感Lm1電流在開關S1導通時，直線上升，可得勵磁電感電流紋波為

由電路結構可知，ΔiLm2與ΔiLm1紋波相等。

3.4"性能對比

本文與近年來應用在交錯并聯高增益方向的同類型直流變換器在器件數、電壓增益、開關管電壓應力等特性進行了對比。表1對比了耦合系數k=1時，IVMH變換器與現有同類型直流變換器的性能參數對比。可以看出，本文提出的拓撲結構元件數量最少、電壓增益最高、開關管電壓應力最小。

圖8為IVMH變換器與同類型變換器在耦合電感匝數比為1∶1時，對比不同占空比下得到的電壓增益曲線。可以看出，IVMH變換器在占空比dgt;0.5時電壓增益相對最高。

圖9為IVMH變換器與現有變換器的開關管相對電壓應力對比，可以看出在耦合電感參數n為0～2時，所提變換器相對電壓應力明顯小于其他方案。更高的電壓增益和更低的電壓應力使所提IVMH變換器在應用于高升壓比場合時更具優勢。

4"實驗研究

4.1"實驗設計

交錯并聯結構電路為了實現高增益性能，占空比須大于0.5。為了得到需求的電壓增益，耦合電感參數n可以通過設計占空比確定，即

其中：rL%為電流紋波率；fs為開關頻率。勵磁電感的電感量可以根據式（62）選擇。本文選擇勵磁電感為100 μH、漏感為3.55 μH的耦合電感進行實驗。

穩態時，電容上的能量全部輸送到輸出端，根據其電流電壓關系，可得：

其中：rc%為電容電壓紋波率；Po為輸出功率。

變換器所采用的器件參數詳見表2。

4.2"實驗驗證

為了驗證理論分析，搭建了實驗樣機和測試平臺進行實驗研究如圖10所示。

圖11為開關管驅動信號和開關管漏源極電壓波形。兩開關管交錯180°導通，開關頻率為50 kHz，占空比為0.65，驅動電壓為12 V。漏源極電壓波形10 V/div，大約為26 V，由于開關管本身存在寄生電容的原因，漏源極電壓在開關管關斷時仍存在電壓尖峰，但尖峰較小，選型時留有電壓裕量即可。

圖12為輸入電流波形和兩漏感電流波形，兩漏感電流平均值分別約為4.5、3.5 A，紋波約為6 A，經過兩漏感電流疊加，輸入電流平均值約為8 A，紋波約為1.5 A，大大減小了變換器的輸入電流紋波。圖13為各電容的電壓波形，各電容電壓平均值分別為77、24、26、26 V，大致符合計算結果。

圖14、圖15為二極管電壓波形，且電壓時序與理論分析一致，在模態Ⅴ時，二極管D2和D4出現一個暫時穩態，D2電壓應力約為28 V，D4電壓應力約為82 V，符合模態Ⅴ下理論分析結果。各二極管最大電壓應力為55、105、52、105、28 V，均小于輸出電壓，實驗結果符合理論推導結果。在實際應用中，可以選擇電壓等級更低的二極管，減小二極管反向恢復問題和導通損耗。

圖16、圖17和圖18分別為占空比等于60%、65%和70%時變換器的輸出電壓波形。當占空比為65%時，變換器輸出電壓為198.7 V，電壓增益約為19.9，與式（46）等得出的理論分析結果相符。開關管所承受的最大電壓由圖11可知為26 V，約為輸出電壓的1/7。與已有方案相比，IVMH變換器的開關管電壓應力大幅降低，在實際應用中可以選擇耐壓等級更低、損耗更小的開關器件。保持變換器輸入電壓不變，當占空比為60%時，變換器輸出電壓為172.3 V，電壓增益約為17.2；當占空比為70%時，變換器輸出電壓為227.8 V，增益約為22.8。實驗研究得到的電壓特性均與理論分析結果基本一致。

通過實驗對IVMH變換器在輸入電壓10 V、輸出電壓200 V條件下進行了效率分析，如圖19所示。可以看出，在變換器的主要工作范圍內，IVMH變換器的效率區間約為91.3%～94%。在高增益直流變換領域，IVMH變換器與同類其他結構的變換器效率特性比較相近。

實驗研究驗證了新型IVMH變換器技術方案的可行性及理論分析的正確性。

5"結"論

本文提出一種交叉倍壓型高增益DC/DC變換器，并對該變換器方案進行了理論分析和實驗研究。研究結果表明：IVMH變換器引入鉗位電容抑制開關管電壓尖峰問題，回收漏感能量，使開關管電壓應力遠小于輸出電壓，降低成本并減少變換器開關損耗，同時所構成的漏感釋放通道有效提升了電壓增益；IVMH變換器由兩個含電感的倍壓單元組合形成交叉倍壓結構，在保證高輸出電壓的同時，有效降低了輸入電流紋波。若將耦合電感匝數比設計為其他取值（如1∶2），可改變電壓增益，下一步將展開相關的實驗驗證。

參 考 文 獻：

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（編輯：邱赫男）

收稿日期： 2022-06-28

基金項目：河南省高等學校重點科研項目（22A470009）；河南省研究生教育改革與質量提升工程項目（YJS2021JD02）

作者簡介：秦"明（1982—），男，博士，副教授，研究方向為直流電能變換技術、電力電子系統拓撲技術與控制策略；

馮耀星（1995—），男，碩士研究生，研究方向為電力電子直流變換器拓撲；

常憶雯（1996—），女，碩士研究生，研究方向為電力電子直流變換器拓撲;

王克文（1964—），男，博士，教授，研究方向為電力電子在電力系統中的應用。

通信作者：秦"明