有限雙極性軟開關焊接電源仿真研究*

李喜良,黃鵬飛,劉 飛

(北京工業大學 材料與制造學部,北京 100124)

焊接技術是現代制造工業的關鍵工藝技術,對于有大功率需求的焊接電源來說,一般選擇全橋的拓撲結構,但是大功率逆變電源多采用IGBT開關器件,存在嚴重的拖尾電流,使得在工作過程中容易產生開關損耗。相比傳統的硬開關式焊接電源,軟開關電源具有開關損耗小、開關頻率高、工作穩定性強、可靠性高等優點[1]。在采用移相全橋軟開關的控制策略時會存在類似于死區時間難調整等問題。有限雙極性全橋軟開關是軟開關技術中發展比較成熟的,有限雙極性軟開關克服了移相全橋軟開關技術中死區時間難以調整、占空比丟失以及在輕載條件下難以實現軟開關等問題,但弧焊電源工況復雜,負載頻繁在短路—負載—空載狀態變換[2]。而有限雙極性全橋軟開關在空載時難以實現零電壓開關[3],因此采用倍流整流電路以達到在全負載范圍內實現功率器件零電壓開關,提高電源可靠性[4-5]。高耐壓的IGBT相比于低耐壓IGBT具有較厚的PN結,開關損耗相對較高,ISOP組合器將電壓均勻分配在兩組全橋電路中的IGBT,降低IGBT上的電壓應力[6],因此選取低耐壓的IGBT可以進一步降低開關損耗,對兩組電路進行交錯控制,減小輸出電流紋波[7]。

1 有限雙極性軟開關電路研究及工作過程分析

1.1 拓撲結構

ISOP組合變換器電路拓撲結構如圖1所示。圖中,Q11～Q14、Q21～Q24這8只開關管(并聯續流二極管)組成兩路全橋拓撲,Q11和Q13、Q21和Q23組成超前臂,Q12和Q14、Q22和Q24組成滯后臂。C11和C12、C21和C23為超前臂結電容和外接電容的等效電容,C12和C14、C22和C24為滯后臂結電容和外接電容的等效電容,Lr1和Lr2為飽和電感,Lk1和Lk2為變壓器漏感。Lf11為濾波電感,Lf12和Lf22為輔助電感,DR11和DR12、DR21和DR22為快恢復二極管,C為輸出濾波電容,R為焊接等效負載。

圖1 ISOP主電路拓撲結構

ISOP組合變換器實現軟開關的主要思想是超前臂和滯后臂實現ZVS。但實現的機理是不同的,超前臂實現零電壓開關主要依靠環流過程中,輸出濾波電感Lf和漏感Lk串聯,原邊類似于恒流源來實現。滯后臂實現零電壓開關主要依靠飽和電感Lr[8]。為了在空載情況下提供能量,變壓器副邊采用并聯輔助電感Lf1的方法。

1.2 電路工作過程分析

由于ISOP組合變換器是由兩組完全相同的單元組成,以下將針對其中一個單元進行分析(見圖2)。在分析過程中提出如下假設:1)圖2中功率器件均為理想器件;2)同一橋臂并聯電容容值相等,忽略誤差。

圖2 有限雙極性全橋拓撲結構

圖3所示為功率器件的控制信號及主電路主要波形,Q1～Q4為功率管驅動波形圖,VAB為變壓器原邊AB點間電壓波形,ip為變壓器原邊電流波形,iLf1為流經輔助電感Lf1的電流波形。

圖3 功率器件的控制信號及主電路主要波形

t0～t1時刻為功率傳輸模式,開關管Q1和開關管Q4同時導通,原邊電流ip通過變壓器副邊繞組n2從同名端輸出,流經二極管DR1、電感Lf、負載R,再回到變壓器副邊繞組n2中心抽頭,將能量傳遞給負載,輔助電感Lf1經副邊繞阻n2正端和負端構成充電回路。飽和電感Lr處于飽和狀態,VAB等于電源電壓,電感Lf充電。

t1時刻開關管Q1關斷,電路中變壓器漏感Lk和副邊電感Lf與開關管并聯的電容C1、C3產生諧振。ip流向開關管并聯的電容C1、C3支路,開關管Q1并聯的電容C1充電,開關管Q3并聯的電容C3放電。由于Uc1不能突變,開始時為零,實現開關管Q1的零電壓關斷。飽和電感仍處于飽和狀態,當Uc2降到零時,開關管Q3并聯二極管D3續流。電流ip通過變壓器副邊繞組n2從同名端輸出,流經二極管DR1、負載R和電感Lf再回到變壓器副邊繞組n2中心抽頭,將能量傳遞給負載。t1時刻,ip通過開關管Q4和開關管Q3并聯二極管D3續流,VAB電壓降到0,電感Lf和原邊是串聯的,而且電感Lf電感量很大,原邊電流近似不變。

t2時刻ip下降到零,飽和電感Lr退出飽和狀態,呈現大阻抗,開關管Q4仍然導通但是沒有電流流經。此時副邊二極管DR1、二極管DR2均導通,電路處于續流狀態,流經Lf1的電流保持不變。t3時刻開關管Q4在零電流的條件下自然關斷,不對負載傳輸功率。副邊二極管DR1、二極管DR2均導通,電路處于續流狀態。

t4時刻開關管Q4關斷,此時飽和電感處于退飽和狀態,與開關管并聯的電容C2、C4產生諧振。ip流向開關管并聯的電容C2、C4支路中去,開關管Q4并聯的電容C4充電,開關管Q2并聯的電容C2放電。由于Uc4不能突變,開始時為零,實現開關管Q1的零電壓關斷。當Uc2降到零時,開關管Q2并聯二極管D2續流。此時副邊二極管DR1、二極管DR2均導通,電路處于續流狀態,流經Lf1的電流保持不變。

2 有限雙極性ZVZCS變換電路的PSpice仿真研究

2.1 仿真模型搭建

圖4所示為有限雙極性全橋ZVZCS的PSpice仿真模型。該仿真模型是按照功率為20 kW的焊接電源設計,最大輸出電壓為40 V,最大輸出電流為300 A,頻率為50 kHz。輸入直流電壓為540 V,是由380 V三相交流電整流后得到。該仿真模型中所有器件模型均按照實際器件的參數創建,模擬結果接近于實際測量,對后續的實際電路有良好的指導性價值。

圖4 PSpice仿真模型

2.2 關鍵波形仿真結果

圖5所示為在輸出電壓40 V、輸出電流300 A情況下的變壓器原邊電流和電壓波形,曲線2為原邊AB點間電壓波形,曲線1為原邊電流波形。

圖5 原邊電流和電壓仿真波形

使用圖4所示的仿真拓撲結構在整個負載范圍內進行仿真,觀察超前臂和滯后臂能否實現軟開關。經仿真驗證,該電路拓撲結構可在整個負載范圍內實現軟開關,其中2種極端情況(如空載、重載條件下)的仿真波形分別如圖6和圖7所示。

a)超前臂仿真結果

a)超前臂仿真結果

圖6所示為空載條件下超前臂和滯后臂實現零電壓開關的仿真波形。曲線1為開關管的脈沖驅動電壓波形,其正向電壓為15 V,反向電壓為-15 V;曲線2為開關管CE間電壓波形,輸入直流電壓為540 V左右。根據圖6可以看出,超前臂和滯后臂在開通和關斷時兩端電壓均為零,較好地實現了零電壓的開關。

圖7所示為重載條件下超前臂和滯后臂實現零電壓的仿真波形。圖7是在輸出電壓U=40 V、輸出電流I=300 A時測得的超前臂和滯后臂零電壓開關仿真波形圖。曲線1為開關管的脈沖驅動電壓波形,其正向電壓為15 V,反向電壓為-15 V;曲線2為開關管CE間電壓波形。根據圖7可以看出,超前臂和滯后臂在開通和關斷時兩端電壓均為零,較好地實現了零電壓的開關。

根據上述仿真結果可以看出,使用這種新型拓撲結構可以在全范圍內實現軟開關。

2.3 超前臂關斷損耗仿真

超前臂的關斷損耗主要由關斷時原邊電流值ip大小和其CE端電壓UCE決定[9]。通過調整超前臂并聯電容容值會影響超前臂關斷時UCE的上升斜率,從而影響IGBT的關斷損耗。應用PSpice仿真軟件對不同超前臂電容進行參數仿真。圖8a所示為在超前臂并聯10 nF、20 nF、30 nF、40 nF電容和并聯RCD緩沖網絡(40 nF電容、10 Ω電阻)的情況下,超前臂IC和UCE的仿真波形。圖8b所示為在這5種情況下IGBT關斷損耗仿真結果。從圖8中可以看出,就軟開關而言,隨著超前臂并聯電容的增大,UCE的上升斜率減小,關斷時UCE越小,所以關斷損耗越小。且超前臂并聯較大電容的開關損耗要低于硬開關條件下的RCD緩沖網絡的開關損耗。但是隨著電容增大,損耗降低的相對值越來越小。所以在實現超前臂ZVS的前提下,應盡可能選用較大的電容。

a)不同條件下超前臂IC和UCE仿真波形

軟開關和硬開關同樣并聯40 nF的電容,軟開關的損耗明顯低于硬開關,這是因為在相同條件下軟開關超前臂關斷后,并聯電容充電,電流為Ic1,同一橋臂并聯電容放電,電流為Ic2,由于此時濾波電感折射到原邊,短時間原邊電流續流保持不變為Ip,所以Ic1+Ic2=Ip,又因為充放電的電流相同Ic1=Ic2,所以超前臂關斷后并聯電容充電的電流為Ip/2。而硬開關在開關管Q1、Q4同時關斷后,原邊電流Ip直接給RCD緩沖網絡中的電容充電,所以充電電流為Ip。相同條件下,硬開關電容電壓上升斜率大,開關損耗明顯高于軟開關。

3 焊接電源平臺測試

3.1 均壓均流測試

ISOP組合變換器是否均壓是一個關鍵問題,如果均壓效果不好,最惡劣的情況會造成ISOP一路燒毀。可通過無互聯的共同占空比控制策略[10]、上翹控制策略[11]或者有互聯的雙閉環[12]、三閉環控制策略[13]實現均壓均流控制。在空載情況下和帶載情況下測得ISOP兩路變壓器原邊電壓波形均如圖9所示。通過圖9可以看出,ISOP組合變換器的均壓效果良好,兩路相差5 V以內,滿足標準。本設計通過均壓電阻以及兩路的一致性來實現均壓效果。

a)空載條件下

3.2 軟開關實現情況測試

在空載和輸出電流340 A、輸出電壓40.8 V條件下,檢測ISOP組合變換器兩路原邊電流和輔助電感兩端電流,波形分別如圖10和圖11所示。取樣電阻為20 Ω,傳感器型號為CHG-500E,比例為500∶1。根據測得波形可以計算原邊峰值電流為12 A。在空載和帶載情況下,兩路原邊電流基本一致,兩路輔助電感兩端電流也基本一致,均流效果良好。

a)空載條件下

a)空載條件下

經過實驗測試ISOP組合變換器可以在整個負載范圍內實現軟開關,其中2種極端情況(如空載、重載條件下)的實測波形如圖12和圖13所示。可以看出,超前臂和滯后臂開通和關斷時滯后臂并聯電容電壓降為零,較好地實現了滯后臂零電壓開通。但是隨著輸出電流的增大,驅動波形UGE會產生較大的振蕩,這是因為滯后臂雖然實現了零電壓關斷,但是在關斷時原邊電流還未衰減到零,處于大電流關斷狀態,開關管兩端會產生較大損耗和開關噪聲,這種開關噪聲會影響驅動波形的質量。因此,雖然實現了滯后臂零電壓開關,但是依舊有較大損耗。

a)超前臂ZVS

a)超前臂ZVS

3.3 溫升實驗測試

在空載和輸出電流為340 A、輸出電壓為41 V條件下,對同一ISOP變換器軟開關和硬開關進行溫升實驗,使用熱敏電阻PT-100對IGBT貼敷的散熱片進行溫度測量。安裝焊接電源外殼,在密閉的環境下讓機器長時間運行,使用萬用表記錄初始時和最終溫度穩定后的PT-100的阻值,換算成溫度后計算最終溫度和初始溫度的差值即為溫升。空載狀態軟硬開關的IGBT溫升對比如圖14所示,輸出電流340 A、電壓41 V條件下,軟硬開關的IGBT溫升對比如圖15所示。可以看出在空載條件下,軟開關IGBT的溫升曲線明顯高于硬開關,但在輸出電流340 A、電壓41 V條件下,軟開關的溫升曲線明顯低于硬開關。

圖14 空載條件下IGBT溫升對比

圖15 340 A、41 V條件下IGBT溫升對比

在空載情況下硬開關勵磁電流很小,所以開關損耗和導通損耗都非常小,但是軟開關由于使用并聯輔助電感的方案,勵磁電流較大,增加了開關管導通損耗,所以軟開關IGBT整體溫升要高于硬開關。但在重載情況下,硬開關處于大電壓電流下關斷,關斷損耗非常大,而軟開關由于實現了超前臂和滯后臂的零電壓開關,開關損耗較低,所以整體的溫升曲線要低于硬開關。

4 結語

通過上述研究可以得出如下結論。

1)所研制的ISOP組合變換器可以在整個負載范圍內實現超前臂和滯后臂的零電壓開關,有效降低了焊接過程中的開關損耗,提高了電路可靠性,是一種比較理想的焊接電源拓撲結構。

2)通過PSpice仿真發現,在保證超前臂ZVS的前提下,超前臂并聯電容越大,開關管CE端電壓上升斜率越小,IGBT關斷損耗越低。且超前臂并聯較大電容的開關損耗要低于相同條件下的RCD緩沖網絡的開關損耗。

3)溫升對比實驗證明,空載情況下硬開關勵磁電流小,開關損耗較小;而軟開關因并聯輔助電感勵磁電流較大,開關損耗較大。因此空載情況下軟開關的溫升高于硬開關的溫升。重載情況下硬開關處于大電壓電流狀態關斷,關斷損耗較大;而軟開關由于實現了零電壓開關,開關損耗較小。因此,重載情況下軟開關IGBT溫升明顯低于硬開關IGBT溫升。