煤礦場景下單相級聯(lián) H 橋整流器解耦控制方法研究

劉詩源

文章編號：1671?251X（2024）04?0159?10 ?DOI：10.13272/j.issn.1671-251x.2023090089

摘要：針對單相級聯(lián) H橋整流器的電力電子設備在煤礦場景下運行過程中直流側存在二次電壓紋波，導致網(wǎng)側電流畸變、電容值漂移等問題，通過分析單相級聯(lián) H橋整流器直流側二次電壓紋波的形成原因，提出了一種基于分裂電容不相等的獨立型解耦拓撲的優(yōu)化控制方法。該方法通過在電容兩端疊加二倍工頻的電壓來抵消二次電壓紋波，實現(xiàn)了直流側二次電壓紋波的有效抑制。針對3種基于構造二次電壓的解耦方式（直流分裂電容值不等，直流電壓分量相等；直流分裂電容值不等，且直流電壓分量也不等；直流分裂電容值相等，直流電壓分量不等）進行了參數(shù)設計和控制策略的研究，并通過分析參數(shù)對二次電壓幅值的影響，確定了最優(yōu)的參數(shù)取值范圍，以實現(xiàn)有效的功率解耦，并減小電容值，降低設備體積和成本。仿真結果表明：①在0.2 s 時加入分裂電容的獨立型解耦拓撲（SC?IAPD）電路，基于解耦方式2的?SC?IAPD 電路控制方法、基于解耦方式2的?SC?IAPD 電路的優(yōu)化控制方法、基于解耦方式1的?SC?IAPD 電路控制方法的直流側輸出電壓紋波都控制在1～1.5 V，說明對稱半橋解耦電路可有效抑制直流電壓波動，同時在負荷變化時具有良好的解耦性能。②在輕載切重載的情況下，基于解耦方式2的?SC?IAPD 電路的優(yōu)化控制方法能快速跟隨負載變化，實現(xiàn)紋波的抑制，具有更強的帶載能力和更佳的解耦效果。而在重載切輕載的情況下，基于解耦方式1的?SC?IAPD 電路控制方法能夠更好地實現(xiàn)解耦性能，將電壓紋波控制在1 V 以內(nèi)。如果考慮電容值的最小化，基于解耦方式2的?SC?IAPD 電路的控制方法則更具優(yōu)勢。實驗結果表明：①負載突變前，傳統(tǒng)控制方法和基于二次電壓的解耦控制方法都能有效抑制直流側的電壓紋波，但基于二次電壓的解耦控制方法在抑制電壓紋波方面效果更佳，使直流側的電壓紋波更小。②負載突變后，傳統(tǒng)控制方法無法維持直流側電壓的穩(wěn)定性，出現(xiàn)較大的震蕩，失去穩(wěn)定性。

關鍵詞：煤礦電網(wǎng)諧波；級聯(lián) H 橋整流器；二次電壓紋波；分裂電容；紋波抑制；解耦中圖分類號：TD611 ?文獻標志碼：A

Research on decoupling control method for single-phase cascade H-bridge rectifier in coal mine scenarios

LIU Shiyuan

（College of Applied Science and Technology， Beijing Union University， Beijing 100101， China）

Abstract： In response to the problems of secondary voltage ripple on the DC side of single-phase cascade H- bridge rectifiers during operation in coal mine scenarios， such as grid side current distortion and capacitance drift， this paper analyzes the causes of secondary voltage ripple on the DC side of single-phase cascade H-bridge rectifiers and proposes an optimization control method based on an independent decoupling topology with unequal split capacitors. This method effectively suppresses the secondary voltage ripple on the DC side by overlaying twice the power frequency voltage on both ends of the capacitor to counteract the secondary voltage ripple. A study is conducted on parameter design and control strategies for three decoupling methods based on constructing secondary voltage （DC split capacitor with unequal capacitance values and equal DC voltage components; DC split capacitor with unequal capacitance values and unequal DC voltage components; DC split capacitor withequal capacitance values and unequal DC voltage components）. By analyzing the influence of parameters on the amplitude of secondary voltage， the optimal parameter range is determined to achieve effective power decoupling， reduce capacitance values， and lower equipment volume and cost. The simulation results show the following points.① The split capacitor IAPD （SC-IAPD） is added at 0.2 s， SC-IAPD circuit control method based on decoupling method 2， SC-IAPD circuit optimization control method based on decoupling method 2， and SC-IAPD circuit control method based on decoupling method 1 all control the DC side output voltage ripple at 1-1.5 V. This indicates that the symmetrical half bridge decoupling circuit can effectively suppress DC voltage fluctuations and has good decoupling performance when load changes.② In the case of light load switching to heavy load， the optimized control method of SC-IAPD circuit based on decoupling method 2 can quickly follow the changes in load， achieve ripple suppression， and?have stronger load carrying capacity and better decoupling effect. In the case of heavy load switching to light load， the SC-IAPD circuit control method based on decoupling method 1 can better achieve decoupling performance， controlling voltage ripple within 1 V. If we consider minimizing the capacitance value， the control method of SC-IAPD circuit based on decoupling method 2 is more advantageous. The experimental results show the following points.① Before the sudden change of load， both traditional control methods and decoupling control methods based on secondary voltage can effectively suppress the voltage ripple on the DC side. However， decoupling control methods based on secondary voltage have better effects in suppressing voltage ripple， resulting in smaller voltage ripple on the DC side.② After a sudden change in load， traditional control methods cannot maintain the stability of the DC side voltage， resulting in significant oscillations and loss of stability.

Key words： coal mine power grid harmonics; cascade H-bridge rectifier; secondary voltage ripple; split capacitor; ripple suppression; decoupling

0引言

煤礦負荷多為大功率交直流傳動設備，需消耗電網(wǎng)里大量的無功功率，且大容量、高功率非線性電力電子裝置的廣泛引用，使煤礦電網(wǎng)諧波問題越來越嚴重。在煤礦場景下通常采用無功補償方法解決上述問題，具有無功補償功能的設備包括靜止同步補償器（Static Synchronous Compensator， STATCOM））、靜止無功發(fā)生器（Static Var Generator， SVG）、儲能變流器（Power Conversion System， PCS）及高壓變頻器等，其核心組成部分為電力電子變換器[1-2]。隨著礦井自動化及智能化的不斷發(fā)展，為了滿足電力調(diào)峰、輔助動態(tài)運行、系統(tǒng)調(diào)頻及防爆的需要，對電力電子變換器的靈活可控性、高效性及可靠性提出了更高要求[3]。

多電平變換器以其在交直流電源轉換上的靈活性和高度的可控性，廣泛應用于煤礦場景下的各類電力電子設備中[4-5]。傳統(tǒng)的兩電平或三電平變換器雖然可以采用器件串聯(lián)和功率單元并聯(lián)等技術提高多電平輸出，進一步擴展應用場合，但會帶來設計復雜、均流困難及可靠性低等問題[6-7]。單相級聯(lián) H 橋變換器（Single-phase Cascaded H-Bridge Rectifier， SCHBR）因其易于模塊化、輸出波形質(zhì)量好和易于輸出多電平等優(yōu)點，被廣泛應用于可再生能源及煤礦電力系統(tǒng)等領域[8-9]。然而 CHBR 的固有工作特性會導致直流側存在較大的二次電壓紋波，從而降低系統(tǒng)效率及設備壽命[10]。

為了提高電力電子變換器在煤礦應用場景下的穩(wěn)定性，國內(nèi)外學者從 SCHBR 直流側二次電壓紋波抑制和拓撲結構方面展開研究。在 SCHBR 直流側

二次電壓紋波抑制方面，文獻[11]在各子模塊直流側并聯(lián)無源濾波網(wǎng)絡，加入 LC 諧振回路，以吸收直流側的二次功率脈動，產(chǎn)生穩(wěn)定的直流側電壓，但存在系統(tǒng)整體體積較大、效率較低、使用壽命較短的缺點[12-13]。文獻[14]通過把3倍頻零序電壓疊加到調(diào)制波上，使2倍頻波動轉換為幅值更低的4倍頻波動，從而實現(xiàn)對 SCHBR 直流側二次電壓紋波的抑制，然而該方法會引起網(wǎng)側電流畸變。文獻[15]提出了一種基于構造基頻電壓的控制方法，在2個分裂電容上施加直流偏置，并疊加1個幅值相等但相位相反的基頻交流分量的電壓，實現(xiàn)功率解耦，但直流側會衍生出基頻脈動功率，且網(wǎng)側輸入電流含有直流分量和二次諧波，極大地降低了系統(tǒng)的電能質(zhì)量和效率[16]。在拓撲結構方面，有學者提出了附加開關器件電路的有源功率解耦（Active Power Decoupling，APD）方案[17-19]，以實現(xiàn)對直流側二次電壓紋波的抑制和提高能量轉換系統(tǒng)的效率[20]。文獻[21]通過在多電平直流/直流變換器中加入小型飛跨電容，來實現(xiàn)升壓操作和二次功率紋波補償，使典型的直流/直流變換器實現(xiàn)主動功率解耦控制，無需額外組件，從而降低體積、成本和變換器損耗。該控制方法具有良好的解耦效果，但是分裂電容由于介質(zhì)損耗、濕度和時間效應等因素，會導致電容值發(fā)生漂移，盡管能補償二次脈動功率，但直流側會衍生出基頻脈動功率。

上述研究雖然實現(xiàn)了功率解耦，但引入了網(wǎng)側電流畸變、電容值漂移等問題，難以應用于煤礦實際場景。針對上述問題，本文提出了一種煤礦場景下 SCHBR 解耦控制方法。首先，建立 SCHBR 模型，分析了直流側二次電壓紋波的形成原因。然后，為抑制 SCHBR 的直流側二次電壓紋波，進而減小礦用電力電子設備的體積，提出了基于構造二次電壓解耦的控制策略，對3種基于構造二次電壓的控制方法進行了對比分析，并給出了其參數(shù)設計方法。最后，通過仿真驗證了所提方法的可行性和有效性。

1礦用 SCHBR 直流電壓二倍頻波動

SCHBR 廣泛應用于煤礦級聯(lián) SVG、礦用應急儲能系統(tǒng)等場景中，以基于分裂電容的獨立型解耦拓撲（Split ?Capacitor Independent Active PowerDecoupling，SC?IAPD）的礦用?SCHBR 主電路拓撲（圖1）為例，分析 SCHBR 的直流電壓二倍頻紋波產(chǎn)生的原因。圖1中，u 為網(wǎng)側電壓；i 為網(wǎng)側輸入電流；L1為濾波電感；C1，C2為直流分裂電容；uc1， uc2分別為 C1和 C2兩端電壓；ic1和 ic2分別為流經(jīng) C1和 C2的電流；L2為解耦電感；iL2為解耦電感電流；S11—S16，S21—S26為電力電子開關元件絕緣柵雙極晶體管（Insulated GateBipolar Transistor， IGBT）；uf 為 L2兩端電壓；ud1，ud2為直流側電壓；R 為限流電阻。對 SCHBR 直流側的二次脈動功率進行分析， H 橋的輸入功率為

式中：P 為網(wǎng)側功率；PL1為 L1的功率；P0為恒定功率；Pr 為紋波功率；U，I 分別為 u 和 i 的幅值；φ為電網(wǎng)電壓與網(wǎng)側電流之間的相角差；ω為電網(wǎng)的基頻； t 為時間；θ為 u 的初相角。

假設各級聯(lián) H 橋單元的直流側電壓相等，均為 ud，在未投入功率解耦拓撲時，各單元直流側總瞬時功率為

Pd = N 2（C）d dtd（du2） ????（2）

式中：N 為級聯(lián)數(shù)；Cd 為2個分裂電容等效為1個的電容。

由功率守恒定律可知 Pin=Pd，則各級聯(lián) H 橋單元的直流側電壓為

式中 Ud 為直流電壓的恒定值。

從式（3）可看出，H 橋單元的直流側電壓 ud 包括穩(wěn)定分量和二次電壓紋波分量。二次電壓紋波分量產(chǎn)生的原因：①單相系統(tǒng)本身存在固有的二次脈動功率。②煤礦網(wǎng)側電感引起功率波動，其波動程度受到交流側電源角頻率的影響。礦用 SCHBR 直流側二次電壓紋波會增加電容電流，使電容發(fā)熱，降低設備壽命，但如果通過增大電容容量來抑制二倍頻波動，會增大設備體積與成本。

2基于?SC?IAPD 構造的二次電壓解耦控制方法

目前礦用電力電子設備的傳統(tǒng)控制策略是在直流分裂電容值相等的理想情況下提出的，但在實際運行中，如果分裂電容值發(fā)生偏差，會導致直流側電壓出現(xiàn)基頻脈動。傳統(tǒng)的控制方法無法抑制直流側電壓的基頻脈動，使得網(wǎng)側電流出現(xiàn)直流分量和二次諧波分量，影響系統(tǒng)的正常運行。

在直流分裂電容的基準電壓中引入二次諧波分量，可實現(xiàn)功率解耦控制，且對電容偏差不敏感。因此，本文將構造二次電壓來修正電容電壓參考值的思想加入控制算法中，基本思想在2個分裂電容上施加直流偏置，并疊加1個幅值相等但相位相反的二倍頻交流分量的電壓，使其產(chǎn)生的二次功率來補償直流側的二次脈動功率，避免出現(xiàn)基頻脈動問題。修正后的2個分裂電容電壓為

uc1= Ud1+ Uc sin（2ωt +δ）

（uc2= Ud2- Uc sin（2ωt +δ）

式中：Ud 1和 Ud2為分裂電容的直流電壓分量；Uc 為二次電壓幅值；δ為波動電壓的初相位。

修正后流過電容 C1的電流 ic1和流過電容 C2的電流 ic2為

則?SC?IAPD 電路的瞬時功率?Pd 為

SC?IAPD 電路的瞬時功率不再包含一次功率分量，但含有2倍頻功率和小幅值的4倍頻功率。2倍頻功率對交流側的二次脈動功率進行補償，從而實現(xiàn)?SCHBR 直流側電壓紋波的抑制。4倍頻功率相較于2倍頻功率幅值很小，可忽略不計。

為了抵消二次脈動功率，令式（1）和式（6）中的二次分量相等，可得

根據(jù)式（7）可知，在直流分裂電容上分別疊加電壓±Ucsin（2ωt+δ） ， 在不增加礦用電力電子設備體積的情況下，抑制了直流側二次電壓紋波，減小了電容發(fā)熱，增加了設備的可靠性。

3基于構造二次電壓解耦的參數(shù)設計和控制策略

為了使分裂電容電壓滿足式（6），需采用特定的控制，消除礦用?SCHBR 的直流側二次電壓紋波。通過式（5）平衡?H 橋單元輸入功率的二次紋波，則其二次波動分量不能為0，即?C1 Ud1?C2 Ud2≠0。為滿足該條件，可根據(jù)分裂電容值和直流偏置是否相等分為3種解耦方式，實現(xiàn)構造二次電壓的解耦控制。

1）解耦方式1：C1≠C2，Ud1= Ud2。設直流偏置系數(shù)為0.5，2個分裂電容的直流電壓分量相等，即 Ud1= Ud2，僅使兩直流分裂電容值不相等，從而產(chǎn)生二次功率來補償交流側的脈動功率，達到消除 SCHBR 直流側二次電壓紋波的目的。

2）解耦方式2：C1≠C2，Ud1≠Ud2。使2個分裂電容值不相等，同時通過調(diào)制使2個分裂電容的直流電壓分量也不相等，盡量增大?C1 Ud1?C2 Ud2的值，從而產(chǎn)生更大的二次紋波功率，去抵消交流側的脈動功率，增強解耦性能和整流器的帶載能力。

3）解耦方式3：C1=C2，Ud1≠Ud2。保持2個分裂電容值相等，僅通過將直流偏置系數(shù)引入半橋對稱解耦電路控制中，使2個分裂電容的直流電壓分量不等，從而產(chǎn)生二次功率，以補償交流側的二次脈動功率，達到抑制直流側紋波的目的。但直流偏置系數(shù)不能太大，且要滿足 Ud1+Ud2= Ud。該解耦方式前提是直流分裂電容值相等，但本文主要側重于研究存在電容偏差下的 APD 控制技術，因此不深入討論。

針對提出的3種解耦方式進行參數(shù)設計和控制策略研究。假設兩直流分裂電容值不相等，且 C1= mC2，m 為分裂電容不匹配系數(shù)。且假設2個分裂電容的直流電壓 Ud 1和 Ud2滿足

式中 n 為直流偏置系數(shù)。

Ud 1和 Ud2應大于0且小于 Ud，同時滿足 Ud1+Ud2= Ud，因此 n 滿足0≤n ≤1。

二次電壓幅值為

通過分析參數(shù) m 和 n 對 Uc 的影響，選取合適的取值進一步縮小電容值，減小礦用電力電子設備的體積。由于 Ud2+Uc

為分析不匹配系數(shù) m 對二次電壓幅值 Uc 的影響，設直流偏置系數(shù) n=0.5，2個分裂電容的直流電壓分量相等，即 Ud1= Ud2= Ud/2，忽略濾波電感損耗，根據(jù)式（9）得到 m 與 Uc 之間的關系曲線，如圖2所示。可看出隨著 m 增大，Uc 急劇下降。因此可通過選取適當?shù)?m 來減小電容值。

為分析直流偏置系數(shù) n 對二次電壓幅值 Uc 的影響，設不匹配系數(shù) m=1，得到 n 與 Uc 之間的關系曲線，如圖3所示。可看出隨著 n 增大，Uc 增大， n>0.4時 Uc 急劇上升，n=0.5時 Uc 接近無窮大。 Uc 會導致對稱半橋電路上的電流應力上升，不利于減小電容值，因此 n 應盡量小。從上述分析可得，Uc 受到 m 和 n 2個因素的影響，而 m 與電容的真實狀態(tài)相關，因此，在設計功率解耦控制器之前，應確定 n 的最優(yōu)選擇范圍。

以 n<0.5為例進行分析。由式（8）可知 Ud1>Ud2，為使電路安全運行，C1電壓最大值 Uc1.max 和 C2電壓最小值 Uc2.min 應滿足：

將式（8）代入式（11），可得直流偏置系數(shù) n 的約束不等式：

忽略交流側電感的影響，可得直流偏置系數(shù) n 的最大值 nmax 和最小值 nmin 與不匹配系數(shù) m 的關系表達式：

nmax 和 nmin 隨 m 變化曲線如圖4所示。可看出隨著 m 從1.6增大到3，n 的取值范圍越來越大，越來越靈活。為保證系統(tǒng)在整個 m 變化范圍內(nèi)正常工作，通常取 n 為 nmax 和 nmin 的平均值，即 n=0.32。

2個分裂電容電壓的最大值與直流偏置系數(shù)n 的關系為

將 n=0.32代入式（14），結合式（9），可得2個分裂電容電壓最大值與不匹配系數(shù) m 的關系曲線，如圖5所示。可看出 Uc1.max 始終大于 Uc2.max，并隨著 m 增大同比衰減。當 n=0.32時，保持分裂電容 C2合適的低電壓，有利于降低所需的電容值。此時 m=2.5。

1）基于解耦方式2的2種控制方法。直接給定直流偏置系數(shù)?n 的?SC?IAPD 電路控制方法原理如圖6所示。其中ud（*）為參考直流電壓；ud 為實際直流電壓；Δud 為參考直流電壓與實際直流電壓的差值；Gv （s）為電壓環(huán)傳遞函數(shù)，s 為拉普拉斯算子；iL（*）2為解耦電感電流參考值；Gi （s）為電流環(huán)傳遞函數(shù)；S5， S6為開關信號，mf 為選定的分裂電容不匹配系數(shù)。

為了抑制負載變化時直流側的電壓紋波，直流偏置系數(shù)?n 也會發(fā)生變化。針對該種直接給定直流偏置系數(shù)進行構造二次電壓的控制方法不夠靈活、魯棒性較差的缺點，本文研究了一種優(yōu)化控制方法，通過對二次電壓波動進行控制，可得跟隨負載變化的?n 參考值。?SC?IAPD 電路的優(yōu)化控制方法原理如圖7所示。其中Gn （s）為比例諧振控制器（Proportional Resonance Controller，PR）控制器；T2ω為角頻率為2ω的旋轉矩陣；K 為變換系數(shù)；z-n 為延遲。

式中：Kp 為比例系數(shù)；Kr 為諧振點處增益。

2）基于解耦方式1的控制方法。設 n=0.5，即 Ud1= Ud2= Ud/2，僅使分裂電容值不等，即合理設計不匹配系數(shù) m，使電路產(chǎn)生的二次紋波功率來補償交流側的二次脈動功率，達到消除 SCHBR 直流側二次電壓紋波的目的。

2個分裂電容滿足C1= mC2。設 C1＞C2，則 m>1，為保證電路的安全運行，C1電壓最大值 Uc1.max 和 C2電壓最小值 Uc2.min 應滿足下式，且滿足 m>2。

結合式（9），可得?Uc1.max 和?Uc2.min 與?m的關系，如圖8所示。可看出 Uc1.max 與 Uc2.min 關于 Ud/2對稱，并隨m增大而衰減，逐漸逼近對稱軸。

基于解耦方式1的?SC?IAPD 電路控制方法不對直流偏置系數(shù)?n 進行控制，即?Ud1= Ud2= Ud/2，n=0.5。將?SCHBR 參數(shù)（表1）代入式（9）可得二次電壓幅值?Uc 隨不匹配系數(shù)m的變化趨勢，如圖9所示。可看出要保持分裂電容較低的Uc，當較小電容值不變時，有利于降低較大電容值，節(jié)約功率解耦成本。因此 m=3.5，若 C2=300μF，則 C1=mC2=1.05 mF。此時 Uc≈13 V，符合設計要求。

基于解耦方式1的?SC?IAPD 電路控制方法原理如圖10所示。該控制方法中解耦電感電流的給定值是由 PR 控制器直接從直流電壓紋波中提取的，無需經(jīng)過延時降頻環(huán)節(jié)，可獲得更快的響應。該控制下2個分裂電容中較大電容值小于傳統(tǒng)控制方法，減小了礦用電力電子設備的體積和成本。

4基于構造二次電壓解耦控制仿真和實驗分析

4.1仿真分析

為了驗證3種控制方法在不同煤礦應用場景下的優(yōu)勢，在 Matlab/Simulink 中搭建相關仿真模型，仿真參數(shù)見表1。

針對3種基于構造二次電壓解耦的控制方法，系統(tǒng)從切入?APD 控制到負載減半再到重載的相關輸出波形如圖11?圖13所示，其中?udc 為直流側電壓，ig 為交流側電流，uo 為?H 橋輸入電壓。

由圖11?圖13可看出，在0.2 s 時加入?SC?IAPD 電路，3種方法的直流側輸出電壓紋波都控制在1.0～1.5 V 左右，說明對稱半橋解耦電路可有效抑制直流電壓波動，同時在負荷變化時具有良好的解耦性能。在0.4 s 時將負載減小50%，圖11（a）中的電壓波動為0.7 V，圖12（a）中的電壓波動為1.1 V，圖13（a）中的電壓波動為0.2 V，可看出方法2中直流偏置系數(shù)跟隨負載變化的解耦控制的紋波抑制效果不如其他2種控制方法。當負載在0.6 s增加50%時，圖11（a）中系統(tǒng)經(jīng)過0.14 s 達到穩(wěn)態(tài)，電壓紋波為2.1 V，圖13（a）中系統(tǒng)經(jīng)過0.12 s 達到穩(wěn)態(tài)，電壓紋波為2.8 V，這2種方法的解耦效果近似，而圖12（a）中系統(tǒng)經(jīng)過0.08 s達到穩(wěn)態(tài)，電壓紋波僅為2.1 V，紋波與直流電壓比值小于3%，符合 MT/T 863—2000《礦用直流電源變換器》要求。

可見，在輕載切重載的情況下，方法2能快速跟隨負載變化，實現(xiàn)紋波抑制，具有更強的帶載能力和更佳的解耦效果。而在重載切輕載的情況下，直接給定偏置系數(shù)或只通過使分裂電容值不等的控制方法能夠更好地實現(xiàn)解耦性能，將電壓紋波控制在1 V 以內(nèi)。如果考慮電容值的最小化，控制方法1則更具優(yōu)勢。

4.2實驗驗證

為驗證所提控制方法的有效性，以煤礦應急儲能系統(tǒng)的級聯(lián)?H 橋拓撲結構為例，利用硬件在?RT? LAB 半實物仿真平臺搭建模型，硬件參數(shù)與仿真參數(shù)一致。根據(jù)上述仿真結果，選擇方法2進行實驗。傳統(tǒng)控制與本文控制方法下的直流輸出電壓、分裂電容電壓實驗波形分別如圖14、圖15所示。

由圖14和圖15可看出，在負載突變前，傳統(tǒng)控制方法和本文控制方法都能對直流側的電壓紋波進行抑制，但本文控制方法的解耦效果更佳，直流側的電壓紋波更小。在負載突變后，傳統(tǒng)控制方法控制下的直流側電壓udc 開始出現(xiàn)較大的震蕩，失去穩(wěn)定；本文控制方法控制下的udc 經(jīng)過一個小的震蕩迅速達到穩(wěn)定狀態(tài)，且能有效抑制直流側電壓紋波。這說明基于二次電壓的解耦控制方法所需的解耦電容值更小，具有更優(yōu)的動態(tài)性能，且?guī)лd能力更強，當負載增大時，仍保持良好的功率解耦性能。

5結論

1）基于構造二次電壓的解耦控制方法能夠有效避免電容不匹配時直流側產(chǎn)生的基頻功率脈動問題，并實現(xiàn)對直流側電壓二次紋波的有效抑制，能夠在不同的工作條件下保持穩(wěn)定的解耦性能，確保電力電子變換器的可靠性和效率。

2）通過采用基于構造二次電壓的解耦控制方法，要保持分裂電容較低的二次電壓幅值，當較小容值電容不變時，有利于降低較大電容值，從而減小礦用電力電子設備的體積和成本。

3）基于構造二次電壓的解耦原理，設計了3種不同的解耦控制方法，并優(yōu)化了控制參數(shù)。仿真結果表明，在0.2 s 時加入?SC?IAPD 電路，3種方法的直流側輸出電壓紋波都控制在1.0～1.5 V 左右，說明對稱半橋解耦電路可有效抑制直流電壓波動，同時在負荷變化時具有良好的解耦性能。可根據(jù)不同的應用場景選擇合適的控制策略。

4）在?MATLAB 仿真和?RT?LAB 半仿真平臺驗證了所提方法的可行性和有效性。基于二次電壓的解耦控制方法下所需的解耦電容值更小，具有更優(yōu)的動態(tài)性能，且?guī)лd能力更強，當負載增大時仍保持良好的功率解耦性能。

參考文獻（References）：

[1]張傳金，李雨潭，劉戰(zhàn)，等.礦用 LCL 型三電平靜止無功發(fā)生器控制策略[J].工礦自動化，2020，46（5）：87-93.

ZHANG Chuanjin，LI Yutan，LIU Zhan，et al. Control strategy of mine-used LCL three-level static var generator[J]. Industry and Mine Automation，2020，46（5）：87-93..

[2]田旭，馬越.礦井鏈式靜止同步補償器電流跟蹤控制策略[J].工礦自動化，2019，45（4）：49-53，82.

TIAN Xu，MA Yue. Current tracking control strategy for mine chain ?STATCOM[J]. Industry and Mine Automation，2019，45（4）：49-53，82.

[3]王國法，王虹，任懷偉，等.智慧煤礦2025情景目標和發(fā)展路徑[J].煤炭學報，2018，43（2）：295-305.

WANG Guofa，WANG Hong，REN Huaiwei，et al.2025 scenarios and development path of intelligent coal mine[J]. Journal of China Coal Society，2018，43（2）：295-305.

[4]李悅.九部門聯(lián)合印發(fā)“十四五”可再生能源發(fā)展規(guī)劃[N].中國氣象報，2022-06-08（第1版）.

LI Yue. Nine departments jointly issued the 14th Five- Year Plan for renewable energy development[N]. China Meteorological News，2022-06-08（1th ed）.

[5]梅家棋，趙一瀟，程晉培，等.混合級聯(lián)橋式整流電路與級聯(lián)多電平整流電路應用研究[J].煤炭工程，2021，53（12）：125-130.

MEI Jiaqi， ZHAO Yixiao， CHENG Jinpei， et al. Application of hybrid cascade bridge rectifier circuit and cascade ?multilevel ?rectifier ?circuit[J]. Coal Engineering，2021，53（12）：125-130.

[6]李定甲，蘇玉香，劉安國，等.礦用級聯(lián)多電平變換器輸出諧波特性研究[J].煤礦機械，2023，44（10）：37-39.

LI Dingjia，SU Yuxiang，LIU Anguo，et al. Research on output harmonic characteristics of mining cascade multilevel converter [J]. Coal Mine Machinery，2023，44（10）：37-39.

[7]李定甲，蘇玉香，劉安國，等.級聯(lián)多電平有源電力濾波器在煤礦電網(wǎng)諧波補償中的應用研究[J].煤礦機械，2023，44（8）：154-156.

LI Dingjia，SU Yuxiang，LIU Anguo，et al. Research on application of cascaded multi-level active power filter on harmonic compensation of coal mine power grid[J]. Coal Mine Machinery，2023，44（8）：154-156.

[8]陶海軍，肖群星，張金生，等.單相級聯(lián)型多電平變換器直流紋波電壓分析及抑制策略[J].河南理工大學學報（自然科學版），2024，43（1）：113-123.

TAO Haijun，XIAO Qunxing，ZHANG Jinsheng，et al. Analysis and suppression strategy of DC ripple voltage of single-phase cascaded multilevel converter [J]. Journal of Henan Polytechnic University（Natural Science），2024，43（1）：113-123.

[9]賀虎成，譚阜琛，司堂堂，等.基于 SVG 的采煤機電能質(zhì)量控制策略研究[J].煤炭工程，2022，54（8）：129-135.

HE Hucheng，TAN Fuchen，SI Tangtang，et al. Control strategy of electric power quality governance of coal shearer based on SVG[J]. Coal Engineering，2022，54（8）：129-135.

[10]葉滿園，康力璇.單相級聯(lián) H 橋光伏并網(wǎng)逆變器功率平衡控制策略研究[J].電源學報，2020，18（4）：137-143.

YE Manyuan， KANG Lixuan. Research on power balance control strategy for single-phase cascaded H- bridge photovoltaic grid-connected inverter[J]. Journal of Power Supply，2020，18（4）：137-143.

[11] SAJADI R，IMAN-EINI H，BAKHSHIZADEH M K， et al. Selective harmonic elimination technique with control of capacitive DC link voltages in an asymmetric cascaded ?H-bridge ?inverter ?for ?STATCOM application[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics，2018，65（11）：8788-8796.

[12] WANG Yingjie，LIU Feilong，CHEN Shuai，et al. Prediction errors analysis and correction on FCS-MPC for the cascaded H-bridge multilevel inverter[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics，2022，69（8）：8264-8273.

[13] ZHAO Xiangkun，XU Gaoxiang，WANG Li，et al. A novel clustered voltage balance for cascaded H-bridge STATCOM with CCS-MPC[C]. IEEE 4th International Electrical and Energy Conference，Wuhan，2021：1-6.

[14] YE Manyuan，KANG Lixuan，XIAO Yunhuang，et al. Modified hybrid modulation strategy with power balance control for H-bridge hybrid cascaded seven-level inverter[J]. IET Power Electronics，2018，11（6）：1046-1054.

[15] YE Zongbin，WANG Tingting，MAO Shiqi，et al. A PWM strategy based on state transition for cascaded H- bridge inverter under unbalanced DC sources [J]. IEEE Journal of Emerging and Selected Topics inPowerElectronics，2020，8（2）：1686-1700.

[16] YE Zongbin，ZHENG Qisheng，PEI Hanjun，et al. New inter and inner phase power control method for cascaded H-bridge based on simplified PWM strategy[J]. IEEE Transactions on Power Electronics，2020，35（8）：8607-8623..

[17] IHOR O，LARYSA A，SERHII B. Research of closed loop control systems of the electric drive of mine electric locomotive with the DC series motor and nonlinear load[C]. IEEE International Conference on Modern Electrical and Energy Systems，Kremenchuk，2021：1-6.

[18] BAO Jusheng，YANG Shuai，GE Shirong，et al. Design and experiments on a hybrid electric drive system for underground ?coal ?mine ?locomotives[C]. IEEE International Conference on Mechatronics，Robotics and Automation，Hefei，2018：117-121.

[19] GAUTAM A R，F(xiàn)ULWANI D M，MAKINENI R R， et al. Control strategies and power decoupling topologies to mitigate 2ω-ripple in single-phase inverters：a review and open challenges[J]. IEEE Access，2020，8：147533-147559.

[20]袁義生，毛凱翔.基于負載電流前饋的級聯(lián) SCHBR 直流電壓平衡策略[J].電力自動化設備，2019，39（6）：33-38，53.

YUAN Yisheng，MAO Kaixiang. DC voltage balance strategy for cascaded H-bridge rectifier based on load current feedforward[J]. Electric Power Automation Equipment，2019，39（6）：33-38，53.

[21] WATANABE H，SAKURABA T，F(xiàn)URUKAWA K， et al. Development of DC to single-phase AC voltage source inverter with active power decoupling based on flying ?capacitor ?DC/DC ?converter [J]. IEEE Transactions on Power Electronics，2018，33（6）：4992-5004.