電除塵高頻電源裝置原理與故障排除研究

陳正輝，王文豪

（浙江浙能樂清發電有限責任公司，浙江 溫州 325609）

某電廠電除塵器為采用公司生產的JHGP型高頻電源裝置。在運行過程中會遇到“IGBT故障”“高壓整流故障”“二次短路”等情況，僅通過報警信息不能確定準確的故障元件，在消缺過程中往往采用替換法，效率較低且易造成其他元件損壞，特別是高頻電源油箱內的元件，需吊芯才能完成更換。本文通過高頻電源裝置原理研究，結合波形分析，對高頻電源裝置內部的初級整流橋、IGBT逆變橋，以及高壓整流橋在設備不解體吊芯情況下在線波形分析，提高高頻電源故障元器件判斷的準確性，減少消缺工作量。

1 高頻電源工作原理分析

JHGP型高頻電源主要由初級整流電路、IGBT逆變電路、串聯諧振電路，高壓整流變等組成。初級整流電路功能是將三相電源經輸入電抗器和高頻濾波器后供給初級整流電路，再經直流濾波電容產生一個直流電壓。理論電壓值U≈1.35×380V=513V。初級整流電路主要將三相交流電壓轉換成較為穩定的直流電，供給IGBT逆變回路。直流電壓的值需要與后級電路參數配合，保證產生所需輸出二次電流。初級整流波形回路自高頻電源無故障時即開啟全觸發模式，而高壓整流為二極管不可控整流橋。因此，高頻電源的核心控制在全橋逆變電路與串聯諧振電路，其中真正可控部分為IGBT模塊，接下來就把全橋逆變電路與串聯諧振電路組成的串聯諧振變換器進行分析。

如圖1所示的串聯諧振變換器，該電路為典型的具有容性濾波的LC串聯諧振電路。其中T1～T4為開關管，D1～D4為反并聯在IGBT開關管上的續流二極管，在IGBT模塊中自動集成。C3為諧振電容，L1為諧振電感，TR1為高頻變壓器和整流硅堆，即高頻整流變。ESP為靜電除塵器。假設高頻變壓器的一、二次變比為1:n，Vo為最終二次側輸出至電除塵器的輸出電壓，Ve為該二次電壓等效至整流變一次側的值，依據變壓器理論，則有Ve=-Vo/n，Ve、Vo符號相反是因為整流變中的整流橋方向反向，使輸出反向。高頻電源連接的是靜電除塵器的陰極線，陽極板直接接地，為形成正向電場，故高頻電源必須輸出負高壓，確保形成正確的收塵電場方向，故Vo＜0。ir為諧振電流，圖示方向默認為諧振電流正方向。SAl為高壓隔離開關。高頻電源運行時將其切換至連接狀態，停運時將其切換至接地狀態(圖中未示意出)。假設圖所示器件均工作于理想狀態。

圖1

LC串聯諧振變換器的開關頻率為fs，即為IGBT開關的開關頻率。諧振固有頻率設為fr，根據fs與fr之間的關系，可使該串聯諧振變換器在三種不同的模式下工作。

（1）感性工作模式。此時fs>fr。諧振電流連續，IGBT管開通時為零電壓零電流狀態，而關斷時為大電流狀態。

（2）容性工作模式。此時0.5fr＜fs＜fr,諧振電流連續，IGBT管在大電流時開通，零電壓零電流狀態下關斷。開通瞬間，通過IGBT模塊內部的反并聯二極管進行續流，保證諧振回路的正常運行。因二極管經常工作于正反壓狀態，對二極管的反向恢復能力有較大要求。

（3）電流斷續模式。fs＜0.5fr,，IGBT管工作于零電壓開通，零電壓零電流關斷。

串聯諧振變換器工作在電流斷續模式，時間區間t0～t1：IGBT開通前，因電路處于斷續工作模式，故諧振電流ir為零。t0時刻IGBT管T1、T3開通，因電壓為正向電壓，故諧振電流ir方向與圖所示方向相同，電流通路為電源正極->T1->C3->TR->低壓側->L1->T3->電源負極。此時有能量從一次側向二次側傳輸，二次側高壓硅堆相應通路自然導通。因IGBT管開通時，ir=0，故其是零電流開通。由電路理論可知，諧振電流ir波形為正弦波形式，當諧振電流諧振回0時，記為tl時刻，此時諧振電流ir為零，各導通的硅堆自然關斷，這一階段結束。諧振電流為：

時間區間t1-t2:t1時刻電流反向，ir＜0,由于IGBT管反向阻抗較大，故反向電流絕大部分從反并聯二極管流過。諧振電流通路為電源負極_-->D3-->L1-->TRl低壓側 -->C3-->D1-->電源正極。在該時間段內控制IGBT關斷最理想，此時IGBT開關管 就能實現零電流零電壓關斷。此時間區間內，高壓硅堆相應側自然導通，能量從負載側向變壓器原邊傳輸。至諧振電流ir諧振回零時，此階段結束，結束時刻，記為t2。t2時刻，高壓硅堆自然關斷，諧振電流為：

時間區段t2～t3：從t0～t2時刻這一區間，意味著一個諧振周期完成，能量從電源側向負載傳輸一次。t2時刻起，諧振電流ir保持為零，IGBT管和各二極管均未導通，也沒有能量傳輸，所有元件狀態均維持原樣，輸出電壓由靜電除塵器本身的等效電容維持，電壓會有一定程度下降，但靜電除塵器的時間常數較大，在下一個諧振周期來臨之間，電除塵器上的電壓降很小。t3為下一個諧振周期開始的時刻。

t3時刻后的工作狀態與前一個周期類似，唯一不同的是導通的IGBT管變為T2、T4，諧振電流方向為先反向，后正向。

2 實測波形驗證

因高頻電源裝置工作頻率較高，采用采樣頻率200MHz的示波儀對經過該裝置進行波形分析，驗證上述工作原理。

高壓整流后t1～t2的諧振電流波形，從負翻轉為正，實測高頻電源工作時，二次電流波形如圖2（3A8干電火花率，電流20mA，電壓32kV）。

原邊諧振電流t0～t2波形，經過整流，與實測整流后的二次電流波形特征相符。根據實測波形顯示串聯諧振固有頻率為1/25μs=40kHz。ir(t0-t1)與ir(t1-t2)幅值差即為：

實測高頻電源短路試驗波形如圖3所示。

圖3 顯示刻度為5μs

二次電壓V0為0，故ir(t0-t1)與ir(t1-t2)幅值差為0,波形特征相符。

由此可知，電流波形兩個波頭之間的幅值差與 二次電壓成正相關。二次電壓越大，兩個波頭幅值差越大，二次電壓為零時，兩個波頭幅值也就完全一致。

3 高頻電源不同模式下的實錄波形分析

3.1 火花率控制模式

火花率控制模式下二次電流20mA，開關頻率fs=1/1400μs電流波形見圖4。

圖4 顯示刻度為20μs

火花率控制模式下二次電流538mA，開關頻率fs=1/100μs電流波形見圖5。

圖5 顯示刻度為100μs

通過對比火花率模式下，不同二次電流的波形，得出以下結論，高頻電源串聯諧振固定一直頻率不變，通過提高開關頻率fs來增加高頻電源輸出二次電壓、二次電流。

3.2 脈沖模式

由圖6、圖7可知：

圖6 脈沖方式下的高能頻率顯示刻度為200μs

圖7 脈沖方式下的低能頻率顯示刻度為50μs

高能頻率輸出時，開關頻率：

低能頻率輸出時，開關頻率：

以上實測結果與高頻電源控制液晶屏所設定高能頻率、低能頻率的參數一致。

通過分析可知，脈沖方式下，脈沖寬度對應高能頻率的輸出時間；一個脈沖周期內除高能頻率輸出時間之外，即為低能頻率輸出時間。

即高能頻率輸出-低能頻率輸出構成了一個脈沖周期。即可對脈沖周期占空比即可對輸出調節。

4 錄波分析在實際消缺中的應用

4.1 案例1

某電廠3A7干電高頻電源運行中二次電壓較低，無法達到設定值，檢查電壓回路相關接線緊固，測量二次電壓確實偏低，對高頻電源進行空升試驗，二次電壓可升至額定值。

后對二次電流進行錄波，如圖8所示，發現兩個波頭有明顯幅值差，而液晶屏顯示僅5kV。錄取其他正常運行高頻電源二次電流波形進行對比（液晶屏顯示值為30kV），基本與圖10波頭幅值差基本一致，判斷該高頻電源二次電壓測量失準。對該高頻電源油箱進行開蓋檢查，發現油箱內部二次電壓接線端子較松，緊固后，試投正常。

圖8 顯示刻度為10μs

4.2 案例2

某電廠2B6干電高頻電源脈沖方式下電流偏大1200mA左右，同工況電場脈沖方式電流約為200mA左右。切至火花率方式運行，電流正常受控。

后對脈沖方式下二次電流進行錄波發現波形已紊亂（如圖9所示）。后經檢查發現，該裝置高頻電源PLC低能頻率模擬量通道（0～10V）輸出固定為1.9V左右，不隨設定值變化，而高能頻率設定值為1500Hz，模擬量通道（0～10V）輸出為0.9V左右，判斷為低能頻率模擬量通道輸出失控造成波形紊亂，電流偏大。而對應而因火花率方式下低能頻率不起作用，因此能在火花率方式下正常工作。

圖9 顯示刻度為5μs

將該PLC送至廠家檢測，發現PLC模擬量通道內部電容長時間運行老化，導致模擬量輸出不可控。

5 結語

本文通過高頻電源裝置工作原理的分析，總結了一套通過高采樣頻率示波儀進行波形分析方法，對電除塵用高頻電源裝置進行故障元件定位，減輕了高頻電源裝置解體吊芯的工作量，提高了消缺工作的效率和準確性。