基于無源電壓紋波注入的24脈航空交直流變換器

史艷博, 葛紅娟, 王永帥, 潘怡晨

(1.南京航空航天大學(xué) 民航學(xué)院, 江蘇 南京 211106; 2.南京航空航天大學(xué) 自動化學(xué)院, 江蘇 南京 211106)

深入探索和實(shí)踐多電飛機(jī)(more electrical aircraft, MEA)技術(shù)既符合“潔凈天空”和“綠色發(fā)展”的概念,也是降低運(yùn)行和維修成本的方法之一[1]。多電飛機(jī)在起飛和降落工況下,交流電源系統(tǒng)頻率在360～800 Hz變化,在巡航階段交流電源頻率為400 Hz。不控AC/DC變換器,即變壓整流器(transformer rectifier unit, TRU)將115 V 360～800 Hz變頻交流電壓轉(zhuǎn)換成270 V 高壓直流,再通過逆變單元為環(huán)境控制系統(tǒng)(environmental control system, ECS)等大功率負(fù)載供電。由于功率大,負(fù)載變化和切換頻繁,TRU需要在交流電源的360～800 Hz全頻段,保持對電源電流諧波抑制性能[2-3],不會影響機(jī)載電能質(zhì)量。

TRU的脈波數(shù)直接影響輸入電源側(cè)的電流諧波含量,采用多脈波整流技術(shù)改善輸入側(cè)電流諧波污染是機(jī)載電源質(zhì)量提升的主要方法[4]。輸出濾波前,12脈TRU的輸入側(cè)電流諧波含量(total harmonic distortion,THD)為15.2%,24脈波TRU的THD為7.6%[4]。

提高TRU脈波數(shù)的方法主要有以下4種:1)增加TRU前端移相變壓器二次側(cè)超前移相繞組和滯后移相繞組的數(shù)量[5-6],會在一定程度上,引起移相變壓器結(jié)構(gòu)對稱性失衡,引進(jìn)非特征次諧波污染。2)增加IPR抽頭數(shù)[7-8],達(dá)到注入電壓紋波增加脈波數(shù)的目的,但I(xiàn)PR抽頭二極管與負(fù)載串聯(lián),損耗較大,發(fā)熱影響可靠性。3)通過引進(jìn)單相高頻(pulse width modulation, PWM)變換器有源輔助電路,通過調(diào)制策略抑制諧波[9-10],存在高頻電磁輻射污染的可能。4)基于輔助電路注入電壓紋波增加脈波數(shù)[11-13],目前基于該方法構(gòu)建的無源輔助電路對負(fù)載動態(tài)變化的適應(yīng)性較差,IPR容量大、繞組利用率較低[14]。

本文提出一種基于無源電壓紋波注入單元(passive voltage ripple injection unit,PVRI unit)的24脈波航空TRU,其PVRI單元僅使用2個二極管,結(jié)構(gòu)簡單,系統(tǒng)容量更小。

1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與運(yùn)行模態(tài)

本文提出的24脈波TRU拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。12脈移相變壓器后續(xù)連接2組三相整流橋(Rec I、Rec II),并通過IPR與負(fù)載相連。PVRI單元由一個半橋均壓電路和二極管串聯(lián)紋波注入單橋臂構(gòu)成,無需驅(qū)動控制電路。前端12脈波TRU可等效為2個直流電壓源S1和S2,后端PVRI單元與其組合實(shí)現(xiàn)脈波倍增。

圖1 24脈波TRU拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Circuit configuration of the 24-pulse TRU

PVRI 單元提取交流電壓紋波能量,注入到直流母線,產(chǎn)生具有15°相移的附加電壓,形成24個具有15°相位差的輸出脈波。此時,S1和S2以3種模式運(yùn)行:混合模式即并聯(lián)運(yùn)行、S1單獨(dú)運(yùn)行和S2單獨(dú)運(yùn)行,運(yùn)行過程分析如下。

定義前端12脈波移相變壓器的輸入輸出電壓比值為K:

K=U/Ui

(1)

式中:U和Ui分別為12脈移相變壓器輸入、輸出電壓有效值。IPR的匝比可定義為:

(2)

式中:Np1和Np2分別為IPR一次側(cè)繞組AO和BO段匝數(shù);Np和Ns分別為IPR一次側(cè)和二次側(cè)的總匝數(shù)。

假設(shè)電源側(cè)輸入為:

(3)

整流橋組Rec I和Rec II的輸入為2組30°相位差的交流電壓,整流后得到ud1和ud2為:

(4)

電容C1和C2兩端的電壓uRC1和uRC2為:

uRC1=uRC2=ud/2

(5)

1)當(dāng)24脈波TRU處于圖2所示的運(yùn)行模態(tài)I時,ud1>ud2,us

圖2 運(yùn)行模態(tài)I和負(fù)載電壓矢量Fig.2 The operation mode I and load voltage vector

輸出電壓ud表示為:

(6)

根據(jù)基爾霍夫電流定律(Kirchhoff′s current law, KCL)和磁動勢平衡原理可得IPR繞組電流ip1、ip2和is為:

(7)

由式(7),IPR繞組電壓up1、up2和us表示為:

(8)

2)當(dāng)24脈波TRU處于如圖3所示的運(yùn)行模態(tài)II時,ud1>ud2,us>uRC1,紋波注入二極管D1正向偏置導(dǎo)通,D2反向偏置關(guān)斷,等效直流源S1單獨(dú)運(yùn)行。

圖3 運(yùn)行模態(tài)II和負(fù)載電壓矢量Fig.3 The operation mode II and load voltage vector

輸出電壓ud表示為:

(9)

IPR繞組電流ip1、ip2和is為:

(10)

IPR繞組電壓up1、up2和us表示為:

(11)

3)當(dāng)24脈波TRU處于如圖4所示的運(yùn)行模態(tài)III時,ud1uRC2,紋波注入二極管D2正向偏置導(dǎo)通,D1反向偏置關(guān)斷,等效直流源S2單獨(dú)運(yùn)行。

圖4 運(yùn)行模態(tài)III和負(fù)載電壓矢量Fig.4 The operation mode III and load voltage vector

輸出電壓ud表示為:

(12)

IPR繞組電流ip1、ip2和is為:

(13)

IPR繞組電壓up1、up2和us表示為:

(14)

TRU呈現(xiàn)24脈波特性,則必須滿足的條件為:

(15)

即:

(16)

2 輸出電壓紋波與IPR匝比

由第1節(jié)分析可知,IPR二次側(cè)繞組電壓us與ud的關(guān)系決定了PVRI的3種工作模態(tài)將按照模態(tài)I、模態(tài)II、模態(tài)I、模態(tài)III的順序交替運(yùn)行[10]。

由式(6)、(9)和(12),可推導(dǎo)得到ud為:

(17)

式中θ為24脈波TRU模態(tài)轉(zhuǎn)換導(dǎo)致的相角。

由式(17)可知,輸出電壓ud在輸入交流電壓的一個周期內(nèi)有24個脈波。當(dāng)k=0、ωt=0時,輸出電壓ud有極小值,此時也是PVRI運(yùn)行模態(tài)轉(zhuǎn)換的臨界點(diǎn):

(18)

相角θ與IPR匝比β有關(guān),表示為:

(19)

紋波系數(shù)γu解算為:

(20)

式中:Udmax、Udmin和Udav分別為輸出電壓最大、最小值和平均值,根據(jù)式(17),Udmax、Udmin和Udav分別為:

(21)

(22)

(23)

當(dāng)24脈波TRU處于運(yùn)行模態(tài)II或III時,分別調(diào)節(jié)Rec I 和Rec II的輸出電壓矢量,形成新的電壓矢量,其幅值大于原有的電壓矢量幅值:

(24)

IPR匝比β的范圍為:

(25)

紋波系數(shù)γu為:

(26)

當(dāng)24脈波TRU處于運(yùn)行模態(tài)I時,分別調(diào)節(jié)Rec I 和Rec II的輸出電壓矢量,形成新的電壓矢量,其幅值小于原有的電壓矢量幅值:

(27)

IPR匝比的范圍為:

(28)

紋波系數(shù)γu為:

(29)

可見,γu為與β唯一相關(guān)的分段函數(shù),如圖5所示。γu隨著IPR匝比β的增大先降低后升高,紋波系數(shù)γu最小值為0.46%,此時,24個輸出電壓矢量幅值相等、相位相差15°。隨著β進(jìn)一步加大,紋波系數(shù)γu的增速逐漸放緩,最后逼近12脈TRU的電壓紋波系數(shù)。

圖5 輸出電壓紋波系數(shù)與IPR匝比關(guān)系Fig.5 Relationship between the output voltage ripple factor and the IPR turn ratio

3 輸入電流諧波與優(yōu)化設(shè)計(jì)

由圖1可見,整流橋輸出電流id1和id2即為IPR一次側(cè)兩段繞組的電流ip1和ip2,綜合IPR 3種運(yùn)行模態(tài)時,id1、id2和IPR二次側(cè)電流is的表達(dá)式(7)、(10)和(13),可得:

(30)

(31)

id2=id1≮(-π/6)

(32)

為了便于原理分析,引入開關(guān)函數(shù)的概念,Sa1、Sb1、Sc1、Sa2、Sb2和Sc2為開關(guān)函數(shù),分別表示為:

(33)

(34)

前端移相變壓器2組輸出電流ia1、ib1、ic1、ia2、ib2和ic2用開關(guān)函數(shù)分別表示為:

(35)

根據(jù)磁動勢平衡原理和KCL:

(36)

式中:NTp,NTs1和NTs2分別為前端移相變壓器一次側(cè)和二次側(cè)每相繞組的匝數(shù);ia2b2、ib2c2和ic2a2分別為前端移相變壓器二次側(cè)三角形繞組相電流。

以A相為例,分析輸入電流諧波特性,ia為:

(37)

A相輸入線電流ia在一個周期內(nèi)含有24個對稱階梯波,ia為與IPR繞組匝比β有關(guān)的奇諧函數(shù),進(jìn)行傅氏級數(shù)展開,在區(qū)間[0, π/2]內(nèi)ia表示為:

(38)

ia的有效值Ia和基波有效值I1分別為:

(39)

(40)

THD為:

(41)

可見,輸入線電流的THD與IPR匝比有關(guān),表示為圖6。輸出電壓紋波最小時γu=0.004 6,IPR匝比β=7.087,此時輸入電流THD為7.55%。分析其他主要諧波次數(shù)如圖7,可見5、7、17次和19次諧波已被完全消除,11和13次諧波被有效抑制,23和25次成為諧波主要含量。

圖6 A相輸入線電流THD與β的關(guān)系Fig.6 Relationship between THD and turns ratio β

圖7 主要次諧波含有率隨IPR匝比的變化曲線Fig.7 Variation curve of major harmonics ratio with IPR turns ratio

由式(39)和(40),推導(dǎo)TRU的功率因數(shù)η為:

(42)

式中φ1為基波ia的相角。

4 IPR容量

當(dāng)24脈波TRU工作IPR繞組匝比β=7.087時,由式(17)推導(dǎo)出TRU輸出電壓有效值Ud為:

Ud=2.360 6Ui

(43)

由式(8)、(11)和(14),推導(dǎo)up1和us分別為:

(44)

(45)

當(dāng)β=7.087時,電壓Up1和Up2和Us分別為:

Up1=Up2=0.066 12Ui

(46)

Us=0.970 8Ui

(47)

由式(30)和(31),推導(dǎo)ip1、ip2和is有效值為:

(48)

當(dāng)β=7.087時,PVRI的功率Px和IPR容量PIPR為:

Px=UsIs=1.88%UdId=1.88%Po

(49)

PIPR=(Up1Ip1+Up2Ip2+UsIs)/2=2.58%Po

(50)

表1給出了不同類型TRU的IPR匝比和容量。與其他基于輔助電路的TRU相比,本文提出的24脈TRU的IPR容量最小,為2.58%Po;略高于傳統(tǒng)12脈TRU和雙抽頭IPR的24脈TRU的IPR容量。

5 12脈波與24脈波TRU對比實(shí)驗(yàn)研究

結(jié)合實(shí)際情況,取值IPR一次側(cè)和二次側(cè)繞組實(shí)際匝比β=7.1,研制了TRU樣機(jī);借助于Chroma 61704可編程交流電源、電流探頭CP8030B等,搭建實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證平臺如圖8所示。

圖8 實(shí)驗(yàn)平臺Fig.8 Experimental Set

1)除去PVRI單元,系統(tǒng)以12脈TRU狀態(tài)工作。試驗(yàn)結(jié)果如圖9所示,輸出電壓明顯波動;輸入線電流在一個周期即2.5 ms內(nèi),有12個階梯波,FFT分析得到諧波含量理論值為13.82%;由于磁性器件漏感的存在,THD實(shí)測值為15.2%。

圖9 除去PVRI單元,TRU工作狀態(tài)Fig.9 Experimental results without the PVRI

2)接上PVRI單元,系統(tǒng)以24脈TRU狀態(tài)工作。試驗(yàn)結(jié)果如圖10所示,輸出電壓比較平滑;輸入線電流在一個周期即2.5 ms內(nèi),有24個階梯波,FFT分析得到諧波含量理論值為5.58%;由于磁性器件漏感的存在,THD實(shí)測值為7.55%。

圖10 24脈波TRU工作狀態(tài)Fig.10 Experimental results of 24-pulse TRU

3)針對除去PVRI的12脈TRU和含有PVRI的24脈TRU,輸入電源頻率400 Hz,測試它們在50%、75%和100%負(fù)載情況下,輸入電流的諧波含量,如圖11所示。進(jìn)一步改變輸入電源頻率和負(fù)載,測試結(jié)果表明,本文提出的拓?fù)湓诓煌?fù)載和輸入電源全頻段范圍內(nèi),源側(cè)電流諧波含量均在10%以下,滿足航空航天標(biāo)準(zhǔn)要求。

圖11 不同工況下12脈和24脈TRU輸入電流諧波含量Fig.11 Input current THD of 12 pulse and 24 pulse TRU under different working conditions

4)針對本文24脈TRU,在360～800 Hz內(nèi),改變輸入電源頻率,測試輸入電流和輸出電壓,結(jié)果如圖12所示,結(jié)果可見,輸入寬頻范圍內(nèi),TRU輸入輸出結(jié)果良好。

圖12 不同電源頻率時,負(fù)載電壓與輸入電流Fig.12 Load voltage and input current under different frequency

5)額定負(fù)載條件下,改變輸入電源頻率,分別測試源側(cè)3相功率因數(shù),如表2;結(jié)果表明,360～800 Hz寬頻范圍內(nèi),75%以上負(fù)載情況下,功率因數(shù)近似為1。

表2 不同工況下功率因數(shù)Table 2 Power factor under different conditions

6 結(jié)論

1)本文提出的基于無源電壓紋波注入單元的多脈波航空變壓整流器拓?fù)湔_可行,并且結(jié)構(gòu)簡單、易于實(shí)現(xiàn),該拓?fù)溆绕溥m用于航空線性AC-DC變換,不但結(jié)構(gòu)簡單、可以克服PWM調(diào)制可能引起高頻電磁干擾的缺點(diǎn),而且輸入側(cè)電流諧波也被抑制在航空標(biāo)準(zhǔn)允許的范圍內(nèi),具有較好的應(yīng)用前景。

2)研究了本文提出的TUR工作模態(tài)、IPR匝比與輸出電壓紋波、IPR匝比與源側(cè)輸入電流諧波等關(guān)系,開展了優(yōu)化設(shè)計(jì),方法可推廣使用到其它TRU設(shè)計(jì)中。本文同時比較分析了幾類TRU的IPR等效容量,可以看出,在基于輔助電路的TRU拓?fù)渲?本文拓?fù)涞腎PR容量最小。

3)利用交變紋波電壓注入至直流母線使輸出電壓脈波倍增、紋波降低的方法,完善了航空TRU的諧波抑制理論;本文實(shí)現(xiàn)脈波倍增的方法可以擴(kuò)展使用到其他脈波數(shù)的TRU以及相關(guān)的拓?fù)渲小?/p>