基于LMT 信號(hào)的微電網(wǎng)交流器輸出阻抗校正方法

關(guān)朝杰，谷明哲，王逸超，郭新志

（1.國網(wǎng)河南省電力公司，河南鄭州 450000；2.國網(wǎng)洛陽供電公司，河南洛陽 471000；3.國網(wǎng)平頂山供電公司，河南平頂山 467000；4.國網(wǎng)河南省電力公司經(jīng)濟(jì)技術(shù)研究院，河南鄭州 450000）

由微電網(wǎng)交流器和弱供電組成的信號(hào)級聯(lián)體系在寬頻譜范圍諧波失真振蕩，易導(dǎo)致系統(tǒng)損壞，所以提高微電網(wǎng)交流器輸出的額定電流質(zhì)量和抗阻校正方法有重要意義。對此，一些學(xué)者進(jìn)行了有關(guān)研究。文獻(xiàn)[1]提出基于部分頻率前饋補(bǔ)償?shù)牟⒕W(wǎng)變流器輸入輸出電壓修正方法，并提出前饋彌補(bǔ)輸入輸出電路參數(shù)的設(shè)計(jì)方法，重塑并網(wǎng)變流器輸入輸出電壓的無源特性，改善并網(wǎng)變流器對輸配電阻抗較寬區(qū)域改變的適應(yīng)性，達(dá)到弱供電下并網(wǎng)控制系統(tǒng)寬頻區(qū)域諧波諧振的有效控制，但此方法在設(shè)計(jì)回路參數(shù)時(shí)計(jì)算量巨大。文獻(xiàn)[2]提出一種離網(wǎng)型逆變器的輸入輸出阻抗重塑技術(shù)，采用離網(wǎng)型逆變器的阻抗建模技術(shù)，分析輸出電流畸變和負(fù)載跌落的問題，利用模型降階，獲得靜止坐標(biāo)系下的比例降階的諧振控制器，由于這種控制器無需進(jìn)行坐標(biāo)轉(zhuǎn)換，因此設(shè)計(jì)工作量較低，能夠?qū)Ω鞔沃C波傳動(dòng)電流加以調(diào)節(jié)控制，但該方法在控制過程的穩(wěn)定性較差，時(shí)常發(fā)生崩潰。

為了解決阻抗校正方法存在的弊端，文中提出一種基于LMT 信號(hào)的微電網(wǎng)交流器輸出抗阻校正方法。

1 微電網(wǎng)交流器輸出阻抗分析

構(gòu)建微電網(wǎng)交流器的阻抗分析模型，通過模型分析微電網(wǎng)交流器輸出阻抗，主要分析低功率監(jiān)控、下垂監(jiān)控自動(dòng)轉(zhuǎn)換與恒壓監(jiān)控轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)，其中，U為直流母系統(tǒng)接通電流，D、C分別為下垂監(jiān)測和恒功率控制系統(tǒng)中的微源監(jiān)控額定電流[3-4]。利用模塊實(shí)現(xiàn)直流微源下垂控制技術(shù)，在負(fù)載與輸出的雙閉環(huán)控制模式上添加電流反饋環(huán)節(jié)，對負(fù)荷能力進(jìn)行自由調(diào)整，獲得下垂控制器的信號(hào)模型，分析下垂控制變閉環(huán)輸出阻抗，如下所示：

式中，Z為直流母上電流小干擾分?jǐn)?shù)；u為傾斜監(jiān)控自動(dòng)轉(zhuǎn)換器輸出額定電流的小干擾分?jǐn)?shù)；i為直流微源阻下垂監(jiān)控自動(dòng)轉(zhuǎn)換器開口線圈上的電磁阻下垂系數(shù)；s為大電流控制器的參數(shù)；R為電流到輸入量的真空比直流環(huán)閉環(huán)傳遞函數(shù)；G為輸入電流到輸出額定電流的傳遞函數(shù)[5-6]。在大電流轉(zhuǎn)矩控制時(shí)，必須分別考慮派克變換和軸循環(huán)輸出阻抗，作用于恒輸出功率模型下的微源時(shí)，為確保輸出電流密度的穩(wěn)定性，直流母接通時(shí)電流的穩(wěn)定性須由非恒功率模式下的微源保證，其循環(huán)輸出阻抗必須如式（2）所示：

式中，C為循環(huán)輸出阻抗；Ai為輸出功率調(diào)節(jié)自動(dòng)轉(zhuǎn)換器開環(huán)出口電阻；t為流量控制器的變量；y、n分別為流量、壓力的輸入量占空的轉(zhuǎn)換變量；c為電流到輸出流量的轉(zhuǎn)換變量[7-8]。負(fù)載變換通常使用電流調(diào)節(jié)模塊，用于保證負(fù)荷端電流平衡，轉(zhuǎn)換器的輸入工作電流表示為：

式中，h為電流、壓力和控制量所占空間的傳遞函數(shù)，以此完成微電網(wǎng)交流器輸出阻抗分析。

2 微電網(wǎng)交流器輸出阻抗校正

在輸出阻抗分析完成后，導(dǎo)出最終結(jié)果生成新阻抗數(shù)據(jù)格式，根據(jù)LMT 信號(hào)原理，重新定義數(shù)據(jù)格式，后綴名為mzd、lzd 和czd 三種，分別對應(yīng)MT、LMT和CMT 三種數(shù)據(jù)，其中CMT 是將LMT 信號(hào)拼接以后得到的新數(shù)據(jù)。在實(shí)際處理過程中，LMT 數(shù)據(jù)拼接模塊僅能從阻抗張量層面反映資料特性，地質(zhì)信息不能清晰表示，因此文中開發(fā)了配套模塊，可以顯示視電阻率和視相位曲線，支持導(dǎo)入LMT 格式的數(shù)據(jù)。根據(jù)LMT 原理，視電阻率是微電網(wǎng)交流器的真實(shí)反應(yīng)，計(jì)算視電阻率曲線，按LMT 格式導(dǎo)出阻抗張量信息，同時(shí)支持導(dǎo)出MTSoftD2 格式的數(shù)據(jù)，可將數(shù)據(jù)直接用于反演[9-10]。

相比于普通的微電網(wǎng)壓力單元比例前饋，減小前饋通道增益可滿足并網(wǎng)交流器的輸入輸出阻抗模數(shù)變化，以及對低電網(wǎng)阻力系數(shù)的適應(yīng)性；減少局域網(wǎng)電壓前饋低頻成分的滯后則有利于改善輸出阻抗相角。基于此，文中優(yōu)化了微電網(wǎng)電壓前饋補(bǔ)償過程，微電網(wǎng)電壓前饋補(bǔ)償優(yōu)化如圖1 所示。

圖1 微電網(wǎng)電壓前饋補(bǔ)償優(yōu)化

建立基于微電網(wǎng)交流器的輸出阻抗校正方法，通過一階慣性環(huán)節(jié)獲取微電網(wǎng)壓力低頻成分，適當(dāng)減少對低頻成分的檢測延時(shí)，利用二階高通濾波器獲取微電網(wǎng)壓力中的高頻成分，適當(dāng)增大對高頻能量前饋通道的檢測延時(shí)，如式（4）所示：

式中，k為增益；w為低通、高通濾波器的轉(zhuǎn)折角頻數(shù)；T為較低頻率和中高頻分量前饋通道的數(shù)字控制延時(shí)拍數(shù)。

電網(wǎng)中電壓低頻的分量前饋通道，用于抵消對低次諧波系統(tǒng)的影響作用，包括增益k、轉(zhuǎn)折角頻數(shù)w等的設(shè)置[11-12]。在微電網(wǎng)交流器中，交流電測量數(shù)據(jù)的采集和調(diào)制以及信號(hào)的裝載，通常出現(xiàn)在三角載波的波谷時(shí)刻。將交流電測數(shù)據(jù)取樣后進(jìn)行閉環(huán)計(jì)算得到離散調(diào)制波需要相應(yīng)的推遲時(shí)間，其采樣延遲拍數(shù)值通常是0.5 的整數(shù)倍，與離散調(diào)制波等效的零階保持器0.5 拍延時(shí)一起形成數(shù)字控制的延時(shí)，所以，前饋通路延時(shí)中最小取1，降低低頻分量，前饋通路延時(shí)可以增加輸出阻抗的值[13-14]。

對w來說，由于微電網(wǎng)交流器中主要包括數(shù)值為正整數(shù)的諧波，因此頻次越高，諧波的傳動(dòng)電壓含量較少。如果對19 次以內(nèi)的低頻分量諧波進(jìn)行前饋，其旋轉(zhuǎn)角頻度的w值將超過2。為了減少微電網(wǎng)高電壓低電壓前饋通道之間的相互干擾，選擇較小的w，文中取為2，并網(wǎng)變流器必須滿足SCR 小于10 個(gè)的較弱供電條件。由微電網(wǎng)系統(tǒng)電流穩(wěn)定性判據(jù)得知，輸出阻抗與電網(wǎng)阻抗的幅頻曲線交截頻段中的相角必須等于-90°，若取45°相角，則k的選擇需符合式（5）：

式中，M表示微電網(wǎng)交流器阻抗數(shù)值；g表示相角；B表示電流穩(wěn)定性；f表示阻力系數(shù)[15]。校正微電網(wǎng)交流器輸出抗阻，具體過程如圖2 所示。

圖2 微電網(wǎng)交流器輸出抗阻校正流程

導(dǎo)入微電網(wǎng)交流器輸出阻抗數(shù)據(jù)，在LMT 信號(hào)顯示器中，判斷當(dāng)前顯示的曲線是否為LMT 曲線，如果是LMT 曲線，則顯示器中顯示出文件的頻點(diǎn)個(gè)數(shù)，在四組阻抗張量分量之間切換；若不是LMT 曲線，則直接在阻抗張量分量間切換。然后判斷其是否能生成對應(yīng)文件，若能生成對應(yīng)文件，則點(diǎn)擊導(dǎo)出按鍵，將多種文件格式的阻抗張量以及拼接完成的阻抗張量導(dǎo)出，實(shí)現(xiàn)單獨(dú)MT 數(shù)據(jù)的導(dǎo)入；導(dǎo)出MT 數(shù)據(jù)，對LMT 數(shù)據(jù)完成同樣的操作。導(dǎo)入MT 和LMT 數(shù)據(jù)后，設(shè)置數(shù)據(jù)拼接頻點(diǎn)，導(dǎo)出寬頻電磁阻抗數(shù)據(jù)。若不能生成對應(yīng)文件，則直接判斷其是否滿足反演要求。導(dǎo)出的寬頻電磁阻抗數(shù)據(jù)可判斷是否滿足反演要求，送入數(shù)據(jù)反演軟件做反演解釋工作，輸出最終擬合結(jié)果，完成對輸出阻抗的校正[16]。

3 實(shí)驗(yàn)研究

為了驗(yàn)證文中提出的基于LMT 信號(hào)的微電網(wǎng)交流器輸出阻抗校正方法的實(shí)際應(yīng)用效果，選用的頻譜分析儀為Venable 3120，內(nèi)部的變流器為并網(wǎng)變流器，能夠在10 Hz～15 kHz 的范圍內(nèi)波動(dòng)。實(shí)驗(yàn)環(huán)境如圖3 所示。

圖3 實(shí)驗(yàn)環(huán)境

設(shè)定對比實(shí)驗(yàn)，選用文獻(xiàn)[1]方法和文獻(xiàn)[2]方法進(jìn)行實(shí)驗(yàn)對比。對比感性狀態(tài)下三種方法對電壓的波形校正情況，得到的波形圖如圖4 所示。

圖4 感性狀態(tài)校正情況對比

根據(jù)圖4 可知，文獻(xiàn)[1]方法校正后的波形與校正前區(qū)別較小，效果不明顯；文獻(xiàn)[2]方法校正的電壓波形較為穩(wěn)定，但與原波形數(shù)值差距較大，結(jié)果不準(zhǔn)確；文中方法校正后的電流波形較為穩(wěn)定，且校正數(shù)值接近于原波形的數(shù)值。

分析容性狀態(tài)下，文中方法對電壓和電流比值的阻抗校正情況，結(jié)果如圖5 所示。

圖5 容性狀態(tài)校正情況

根據(jù)圖5 可知，在引入文中提出的基于LMT 信號(hào)的微電網(wǎng)交流器輸出阻抗校正方法后，電壓和電流的波形均較為穩(wěn)定，校正前的峰值電壓為375 V，峰值電流為400 A，校正后的波形數(shù)值與校正前的電壓和電流數(shù)值較為接近。諧波交互作用得到了很好的抑制，電網(wǎng)的交流器穩(wěn)定性被很好地改善，由此證明，基于LMT 信號(hào)的微電網(wǎng)交流器輸出阻抗校正方法具有很好的校正效果。

4 結(jié)論

文中利用LMT 信號(hào)，提出了一種微電網(wǎng)交流器輸出阻抗校正方法。分析微電網(wǎng)交流器輸出阻抗，建立阻抗數(shù)據(jù)格式，通過LMT 信號(hào)原理，反演輸出阻抗，以此完成輸出阻抗校正。經(jīng)實(shí)驗(yàn)對比表明，文中提出的方法校正的波形較為穩(wěn)定且數(shù)值更準(zhǔn)確，在精確度與計(jì)算量方面具有良好性能，適合實(shí)際采用。但文中方法相對于其他方法的費(fèi)用方面仍有不足，校正費(fèi)用較大，后續(xù)研究將圍繞此方面進(jìn)行。