基于特征模理論的機載微帶有源二元陣列天線降耦技術

司 偉,韓彥明,韓國棟

(1. 中國電子科技集團公司第五十四研究所, 河北 石家莊 050081) (2. 解放軍93145部隊, 江蘇 南京 210039)

0 引 言

機載雷達是實施空中預警、偵察、打擊的重要設備,同時也具有保障飛機精確航行的重要作用[1]。其中,機載微帶有源陣列天線/相控陣天線因為易于共形、重量輕、方向性良好以及可掃描的優點,在機載雷達領域內得到了廣泛應用。但機載微帶有源陣列/相控陣天線內部的互耦會直接影響天線系統的整體性能,因此如何降低其內部陣元間的互耦成為業內研究的熱門課題。

目前常用的微帶陣列天線降耦技術有：在地板上設計缺陷地結構[2-5]、在單元間增加耦合單元[6]和引入降耦表面[7-9]等。但這幾種技術均不適合機載微帶有源陣列天線。T/R組件是有源相控陣天線的核心部件,直接影響天線的性能[10],第一種技術會導致陣列背向輻射增加從而影響天線的T/R組件。第二種技術會增加單元間距進而影響陣列波束合成效果。機載微帶有源陣列天線一般體積較小,第三種技術會增加天線高度不利于減小體積。綜上所述,需要研究一種適用于機載微帶有源陣列天線且操作簡單、原理清晰的降耦技術來提升天線性能。

本文基于特征模理論研究,提出和驗證了一種機載微帶有源陣列天線新降耦技術。以兩元陣為實例,分析有源微帶陣列間的互耦機理,基于特征模理論提出新的降耦方法,并以此推廣到大型有源陣列天線的互耦分析中。首先從路的角度分析了微帶陣列天線的互阻抗特性;接著從場的角度驗證了互阻抗結論的唯一性;隨后提出了抑制特征模式的方法,該方法操作簡單、原理清晰,在不增大單元間距、滿足天線性能要求的前提下實現了機載微帶有源陣列天線的降耦;最后通過仿真設計二元陣,驗證了該方法的有效性。

首先設計帶寬為2.19 GHz～2.32 GHz的微帶天線單元,S11小于-10 dB。然后研究其在頻帶內被激勵起來的特征模式,找到其中的工作模式和非工作模式。研究這些非工作模式,得到頻帶內對互耦貢獻大的非工作模式。通過對貼片進行修形、加金屬柱等措施抑制這些非工作模式。最后,分析單元組成的二元陣改進前后的有源反射系數、互耦系數S21、陣列增益、交叉極化等參數,驗證該方法的有效果。

1 降耦技術研究

1.1 基于特征模理論的自阻抗研究

微帶天線單元的結構和等效電路圖如圖1所示。該單元受到理想激勵源Ii的激勵。單元介質基板的厚度為h。Vt(P)、It(P)、Zt(P)分別為單元饋電端口處的總電壓、總電流、總輸入阻抗。

圖1 微帶天線單元的結構圖和等效電路圖

微帶天線單元饋電端口處的總輸入阻抗為[11-12]

(1)

式中：Et(P)為饋電端口處的總電場。根據特征模理論有

(2)

式中：En(P)為單元模式n(n=1,2,…)在饋電端口處的電場;αn為單元模式n對應的模式權重系數(MWC)。根據特征模理論有

(3)

式中：Vn(P)為單元模式n在饋電端口處的電壓。結合式(1)、式(2)、式(3)、Ii=It(P)得到

(4)

式中：Zn(P)=[Vn(P)]2/(1+jλn)定義為微帶天線單元模式n在饋電端口處的輸入阻抗/微帶天線單元只有模式n工作時的自阻抗。

因此,微帶天線單元在饋電端口處的總輸入阻抗等于其各個模式在饋電端口處的輸入阻抗之和,微帶天線單元的自阻抗等于其只有模式n工作時的自阻抗之和。

1.2 基于特征模理論的互阻抗研究

(5)

式中：Vmt(P)為饋電端口m處的總電壓;Zmm為單元m的自阻抗;Zmn為饋電端口n(n=1,2,…,N)到饋電端口m的互阻抗,一般情況下Zmn=Znm。根據式(5)

(6)

式中：Znn為單元n的自阻抗,結合式(4),有

(7)

式中：l表示單元的第l(l=1,2,…)個特征模式。把式(7)代入到式(6)中得到

(8)

(9)

(10)

(11)

(12)

(13)

βl=1時式(13)成立,此時

(14)

根據式(14),微帶天線單元間的互阻抗等于其只有單個模式工作時的互阻抗之和。

從數學角度看,βl=1不是唯一解,接下來從場的角度做進一步分析判斷βl=1是否為唯一解。

1.3 唯一性驗證

考慮到微帶天線的復雜性,選取工作原理類似的偶極子二元陣進行分析,驗證式(14)的唯一性。兩個偶極子的排列如圖2所示,兩個振子的直徑均遠小于波長。

圖2 偶極子二元陣結構示意圖

偶極子1用理想激勵源I1饋電,偶極子2開路。

根據特征模理論,偶極子1表面的電流I1可以分解為一系列特征模式的特征電流I1n的疊加

(15)

根據式(15),偶極子1在偶極子2的P處產生的矢位A(z′)為

(16)

式中：α1nAn(z′)為偶極子1的模式n在偶極子2的P處產生的矢位。根據式(16),偶極子1在偶極子2的P處產生的H(z′)為

(17)

式中：α1nHn(z′)為偶極子1的模式n在偶極子2的P處產生的磁場。根據式(17),偶極子1在偶極子2的P處產生的E(z′)為

(18)

式中：α1nEn(z′)為偶極子1的模式n在偶極子2的P處產生的電場。根據式(18),偶極子1在偶極子2處產生的感應電壓為

(19)

式中：α1nV2n為偶極子1的模式n在偶極子2處產生的感應電壓。根據式(19)

(20)

根據式(20),偶極子1對偶極子2的互阻抗Z21為偶極子1的模式n對偶極子2的互阻抗Z21n之和。

綜上所述,式(14)是唯一的。因此,通過抑制微帶陣列天線的單元的某些特征模式可以抑制陣列的互耦。

1.4 模式抑制方法

根據特征模理論,抑制特征模式即減小這些模式的|MWC|。根據式(21)

(21)

式中：MSn為模式n的模式重要性。減小|MWC|的方法有：(1)減小MSn。根據MSn=|1/(1+jλ)|(λn為模式n的特征值)[13],通過引入容性/感性元件或容性/感性結構改變模式存儲的電場能/磁場能,可以增大模式的(λn)2實現模式MSn的減小。對于特征值小于0的模式,可以通過增大模式在研究頻帶內存儲的電場能或減小模式在研究頻帶內存儲的磁場能減小MSn。對于特征值大于0的模式,可以通過增大模式在研究頻帶內存儲的磁場能或減小模式在研究頻帶內存儲的電場能減小MSn。(2)減小|cosθ|。通過調整Jn和Ei的夾角可以減小|cosθ|。

2 天線設計、仿真與分析

2.1 天線單元設計

設計一個帶寬為2.19 GHz～2.32 GHz的微帶天線單元,S11<-10 dB。單元結構如圖3所示。上下兩個介質基板的厚度為1 mm、相對介電常數為2.2、損耗角正切為0.002。地板上刻蝕矩形槽提升帶寬,矩形槽長為41.4 mm,寬為0.6 mm。其他尺寸為W=L=65 mm;Wp=Lp=42.5 mm;W1=21.7 mm;L1=1.8 mm;R=1.3 mm;R1=2.165 mm;H=13 mm;H1=1 mm;H2=23.096 5 mm。

圖3 天線單元的結構圖

單元的S11如圖4所示。單元在2.19 GHz、2.27 GHz、2.32 GHz處的增益、交叉極化如表1所示。

表1 2.19 GHz、2.27 GHz、2.32 GHz處單元的增益、交叉極化

圖4 天線單元的S11

根據圖4,在2.19GHz～2.32GHz內單元的S11<-10 dB。單元的輻射貼片電流分布和遠場方向圖如圖5所示。

圖5 單元的輻射貼片電流分布和遠場方向圖

2.2 單元特征模式分析

根據特征模理論,特征遠場方向圖、特征電流分布均相同的模式為同一模式。天線單元被激勵起來的模式的特征遠場方向圖和貼片上的特征電流如圖6所示。

圖6 天線單元被激勵起來的特征模式的特征

天線單元被激勵起來的特征模式的模式重要性如圖7所示。模式重要性越大模式越容易被激勵,模式越重要。

圖7 天線單元被激勵起來的特征模式的模式重要性

天線單元被激勵起來的特征模式的模式權重系數如圖8所示。

圖8 天線單元被激勵起來的特征模式的模式權重系數

天線單元被激勵起來的特征模式的特征值如圖9所示。

圖9 天線單元被激勵起來的特征模式的特征值

根據圖5和圖6,模式4、5、7的特征遠場方向圖和單元的遠場方向圖一致、貼片上的特征電流和單元貼片上的電流一致,因此模式4、5、7為單元的工作模式;模式6、8的特征遠場方向圖疊加后和單元的遠場方向圖一致,模式6、8貼片上的特征電流和單元貼片上的電流基本一致,因此模式6、8也為單元的工作模式;其余模式為非工作模式。

2.3 單元非工作模式分析

不同非工作模式對互耦的貢獻大小不同,可以通過陣列結構和模式的特征遠場方向圖、模式權重系數判斷。

單元的非工作模式有模式1、2、3、9、10、11、12、13、14、15、16、17。二元陣為沿y軸排列,因此互耦主要由方向圖的y軸分量產生,模式9、11、12、14的特征方向圖在y軸方向的分量很小,因此可以忽略它們對互耦產生的貢獻;模式13、15的MWC很小,因此它們對互耦的貢獻也可以忽略。模式1、2、3、10、16、17的特征方向圖在y軸方向的分量較大,并且這些模式的MWC較大,因此它們對互耦的貢獻需要考慮。模式1、2、3、10、16、17的MWC如圖10所示。這些模式中,在2.19 GHz～2.32 GHz內對互耦貢獻大的模式有模式2、3、10、16、17。要抑制模式17就需要在貼片沿x軸的邊處加縫隙,會抑制工作模式4、6、8,因此不考慮模式17。這里選擇抑制模式2、3、10、16。

圖10 模式1、2、3、10、16、17的模式權重系數

在貼片和金屬底板之間加入金屬柱可以改變Ei和特征電流的夾角,從而減小|cosθ|。模式2、3的特征電流主要分布在平行于x軸的兩邊,因此在貼片平行于x軸的兩個邊處增加和地板連接的金屬柱可以最大程度地改變模式2、3的|cosθ|。加入金屬柱后模式2、3的MWC降低,實現了模式2、3的抑制。

2.19 GHz～2.32 GHz內,模式10、16的特征值小于零,因此可以通過在其特征電流路徑上加入縫隙增大它們存儲的電場能降低MSn實現模式抑制。模式16的特征電流主要分布在貼片平行于y軸的兩個邊上,因此在貼片平行于y軸的兩個邊上引入縫隙。模式10的特征電流主要分布在貼片的四角,因此在貼片的四個頂點上沿對角線加入縫隙。加入縫隙后模式10、16的MWC降低,實現了模式10、16的抑制。

通過調整縫隙和金屬柱的位置、尺寸,抑制頻段內對互耦貢獻大的非工作模式,同時盡可能減小對頻段內工作模式的影響,最終得到改進后的單元如圖11所示。

圖11 改進后單元的結構示意圖

2.4 抑制模式前后二元陣的性能對比

抑制模式前后的單元組成的沿y軸排列的二元陣如圖12所示。

圖12 抑制模式前后的單元組成的二元陣

兩個陣列的有源S11如圖13所示。

圖13 抑制模式前后的二元陣的有源S11

根據圖13,在頻帶內,抑制模式后單元的有源反射系數仍然小于-10 dB,滿足設計要求。

兩個陣列的S12如圖14所示。

圖14 抑制模式前后的二元陣的S12

根據圖14,采取的措施在整個頻帶內實現了S12的下降。改進后,S12下降了2.97 dB～3.78 dB,其中,在2.19 GHz處下降3.24 dB,在2.27 GHz處下降3.01 dB,在2.32 GHz處下降3.78 dB,互耦得到有效改善。

抑制模式前后的二元陣在2.19 GHz、2.27 GHz、2.32 GHz處的增益如圖15所示。抑制模式后,2.27 GHz處增益上升了0.08 dB;2.19 GHz處增益下降了0.37 dB,2.32 GHz處增益下降了0.2 dB。設計天線時,增益的仿真結果相對于指標要求一般會保持一定余量,因此采取本方法后增益的降低程度在可接受的范圍內。

圖15 抑制模式前后二元陣在不同頻點處的陣列方向圖

在2.19 GHz、2.27 GHz、2.32 GHz處,二元陣抑制模式前后的交叉極化如圖16和表2所示。

表2 抑制模式前后二元陣在不同頻點處的交叉極化

圖16 抑制模式前后二元陣在不同頻點處的交叉極化

根據表2,抑制模式后,在2.19 GHz處交叉極化下降8.33 dB;在2.27 GHz處交叉極化下降5.46 dB;在2.32 GHz處交叉極化下降2.08 dB,交叉極化也得到了提升。

綜上可以看出,改進后：

(1)二元陣單元的有源反射系數在頻帶內仍低于-10 dB。

(2)該方法在整個頻段內實現了2.97 dB～3.78 dB的互耦降低。

(3)2.19GHz處,互耦降低3.24dB,增益下降0.37 dB,交叉極化改善8.33 dB;2.27 GHz處,互耦降低3.01 dB,增益提高0.08 dB,交叉極化改善5.46 dB;2.32 GHz處,互耦降低3.78 dB,增益下降0.2 dB,交叉極化改善2.08 dB。增益的降低程度在可接受的范圍內。

該技術可以在滿足天線性能要求的情況下實現有效的降耦。

3 結束語

特征模理論具有理論清晰、物理意義明確的特點,本文將特征模理論應用于機載微帶有源陣列天線的互阻抗研究,得到了一種新的降耦方法,該方法可以推廣到大型微帶有源陣列天線的互耦分析研究中。利用該技術對一個頻帶為2.19 GHz～2.32 GHz的微帶天線單元進行分析,得到在頻帶內對互耦貢獻較大的非工作模式,通過對貼片修形和設置金屬柱抑制這些模式。仿真結果表明,該方法可以有效地抑制頻帶內的互耦,并滿足天線性能要求。該降耦技術可推廣應用于其他形式的機載微帶有源陣列天線中,有廣闊的應用前景。本文提出的思路主要為理論分析和仿真設計,后續將會加工實物并開展對該方法的工程化驗證。