正弦波逆變器波形穩定混合控制策略研究

潘海鵬，李明華，江先志，潛衛強

（1.浙江理工大學 信息科學與工程學院，浙江杭州 310018；2.浙江騰騰電氣有限公司，浙江溫州 325000）

隨著世界經濟的不斷發展及化石能源的不斷消耗，高效利用干凈無污染的新能源成為了發展的重要內容[1-2]。逆變器是在新能源發電中必不可少的電子設備[3-5]。蓄電池逆變器的控制方法主要分為兩種：第一種是在每個周期結束后計算該周期內電壓有效值，并對該有效值進行閉環控制；第二種是對正弦波電壓采集合適的點進行閉環控制來重現正弦波。若采用方法一，在逆變器運行過程中，若有大負載的連接或斷開，將導致系統電壓波動較大；若采用方法二，當逆變部分的直流母線電壓低于311 V 時，則輸出的純正弦波電壓將會出現削頂和削底現象。

1 高頻逆變器結構分析

逆變器可以分為工頻逆變器和高頻逆變器[6]。工頻逆變器前級為逆變部分，后級采用工頻變壓器進行升壓，該方式可以帶動較大負載且控制電路簡潔、性能穩定可靠，但其體積較大、性能低[7]；高頻逆變器采用電力電子技術應用高頻變壓器進行升壓，再進行高頻逆變，該方式雖然電路復雜、控制難度大，但其因體積小巧以及性能優越，越來越被廣泛使用[8]。在高頻逆變器方面，升壓主要有電荷泵升壓、Buck-Boost 升壓和開關電源升壓幾種方式。該文采用推挽開關電源升壓方式，該方式有升壓比大、電能轉換效率高、結構簡單、控制方案成熟等優點，適合將電壓較低的蓄電池升壓到高壓[9-10]。高頻逆變器的后級逆變也有多種控制方式，如雙Buck 單電感逆變方式[11]，但該方式實物成本較高，且電路相對復雜；目前，大多數逆變器都采用的是全橋逆變方式，該方式電路簡單、方便控制、便于調制正弦波[12-13]。

圖1 所示為當前廣泛應用的高頻逆變器電路拓撲結構圖。圖1 中電路分為升壓和逆變兩部分，升壓部分采用MOSFET 搭建的推挽開關電源，將12/24 V直流電壓升壓到400 V 的直流電壓；逆變部分采用IGBT 搭建的全橋逆變電路，將400 V 的直流電壓逆變輸出為220 V 純正弦波交流電壓。

圖1 高頻逆變器主電路拓撲圖

逆變器升壓部分功率輸送由MOSFET Q1、Q2、變壓器T1、電容C1、C2和整流橋B1 組成。該部分工作在兩種狀態，在狀態1 下，Q1 打開，Q2 關閉，則蓄電池流出的電流經過變壓器T1 的繞組1 流向Q1 的漏極，再從Q1 的源極流回蓄電池的負極；在狀態2下，Q1 關閉，Q2 打開，則蓄電池流出的電流經過變壓器T1 的初級繞組2 流向Q2 的漏極，再從Q2 的源極流回蓄電池的負極。經過兩只MOSFET 的推挽震蕩后，在變壓器T1 的次級繞組產生交變電流，且該交變電流經過電容C1、整流橋B1 和電容C2組成的整流濾波電路以后可得高壓直流。文中推挽電路的控制芯片采用TL494，該芯片帶有兩個運放，經過運放的電壓反饋電路可使高壓側電壓限制在400 V，防止負載波動過大導致高壓側電壓過高，進而損壞電路元件。

全橋逆變電路采用三角波對正弦波調制，基本調制方式可分為單極性調制和雙極性調制[14-16]。在單極性調制模式中，調制過程可分為兩種狀態。在狀態一 中，Q6 關 閉，Q7 導 通，Q4 和Q5 進行互 補SPWM 控制，從而輸出前半個周期的正弦波；在狀態二中，Q6 導通，Q7 關閉，Q4 和Q5 進行互補SPWM控制，且與狀態一中的IGBT 的SPWM 控制極性相反，輸出后半個周期的正弦波。單極性調制本質為同步整流BUCK 電路的調壓，以狀態一為例，當Q4導通，Q5 斷開時，高壓母線電流依次通過Q4、L1、RL、L2、Q7 后回到高壓負極，且電感充電；當Q4 斷開，Q5導通時，儲存在電感L1和L2中的能量通過Q5、RL和Q7 組成的回路釋放，使電流不間斷；狀態二的過程相同。

在雙極性調制模式中，調制過程分為兩個狀態，在狀態一中，Q4 和Q7 導通，Q5 和Q6 關閉，電流經過Q4、L1、RL、L2、Q7 回到負極；在狀態二中，Q4 和Q7 斷開，Q5 和Q6 導通，電流經過Q6、L2、RL、L1、Q5 回到負極。在兩種狀態中采用SPWM 控制方式，可輸出正弦波。

單極性相比于雙極性的調制方式，由于Q6 和Q7 只在切換電流方向切換導通狀態，所以其能量損耗低于雙極性調制。文中采用改進單極性調制，兩種狀態相互對稱，即在狀態一中，Q7 導通，Q6 關閉，Q4 和Q5 進行互補SPWM 調制；在狀態二中，Q4 關閉，Q5 導通，Q6 和Q7 進行SPWM 調制。該方式相比于前述單極性調制方式，四只IGBT 都處于調制狀態和常開常閉狀態，在IGBT 的能量損耗相對均勻，有利于散熱。

2 控制策略分析

正弦波控制包含有效值閉環控制和定點電壓閉環控制兩種方式。在有效值閉環控制中，正弦波的有效值作為控制系統的給定，檢測到的有效值作為控制系統的反饋。在市電中，正弦波的周期為20 ms，所以控制系統的采樣周期為20 ms，這使得控制系統控制響應遲緩，從而小負載電壓和電流瞬間增加。在定點電壓閉環控制中，對市電波形進行離散并在一個周期內采集100 點，對采集的100 個電壓點依次按間隔200 μs 的時間進行電壓閉環控制，可重新得到市電電壓波形。該方式當直流母線電壓低于311 V 時，輸出的正弦波將出現波峰和波谷失真。

依據圖1 所示全橋逆變電路部分搭建Simulink仿真模型，建立的部分仿真圖如圖2 所示。

圖2 混合控制策略仿真圖

圖2 中負載R1為50 Ω、R2為10 Ω，采用示波器監測負載R1兩端的電壓和流過的電流。截取電壓穩定后斷開負載R2附近的波形，可以得到如圖3（a）所示的曲線。在圖3（a）中0.405 s 時，斷開負載R2，可以明顯看出，由于重載斷開，而PWM 控制響應較慢，因此R1兩端電壓瞬間升高，而負載電阻R1不變，則流過R1的電流也會瞬間提高，易損壞負載；同時，由于負載電阻瞬間斷開，逆變器前級升壓電路的占空比響應慢于后級逆變電路，仍然維持前一時刻的占空比，則直流母線電壓瞬間升高，嚴重可使電容炸裂。由此可見，若采用方式一控制方式，在大負載狀態下存在較大安全隱患。

圖3 逆變器控制電壓波形

在方式二中，需對每個正弦波點進行閉環控制使其達到對應的電壓值。如圖3（b）所示，設置初始狀態直流母線電壓為320 V，在0.045 s 時調低母線電壓，則正弦波的波峰和波谷均出現削平失真。經過分析可知。根據蓄電池放電特性，當負載較大時輸出電壓降低，當電量較低時，輸出電壓降低。在變壓器變比一定時，電池電壓低于某一閾值，直流母線電壓將低于311 V，導致正弦波波形失真，對感性負載產生影響[17]。

針對上述有效值閉環控制大負載變動響應慢以及定點電壓閉環控制正弦波波形失真的問題，提出有效值閉環控制和定點電壓閉環控制相結合的方式。結合穩壓反饋電路，可以采集直流母線上的直流電壓，若采集到的電壓高于320 V，則說明系統供電狀態良好，采用定點電壓閉環控制的方法；若采集到的電壓低于320 V，則供電較差，應當采用有效值閉環控制的方式。根據圖2，設置初始狀態直流母線電壓為320 V，在0.015 s 時刻斷開大負載R2，在0.045 s時刻調低直流母線電壓，可以得到如圖4 所示的波形圖。從圖4可以看出，在0.045 s前采用定點電壓閉環控制的方式，電壓穩定，即使在0.015 s 時刻斷開大負載R2，僅產生了微小的擾動，并且可以快速回到穩定狀態。而在電壓降低以后，系統控制轉為有效值閉環控制的方式，仍然維持著正弦波的穩定。

圖4 混合控制策略波形圖

3 實驗電路硬件設計

按照圖1 所示電路結構設計逆變器電路進行實驗驗證。升壓電路如圖5 所示，采用D882和D772組成的圖騰柱驅動電路，提升TL494的輸出驅動能力，實現驅動四只并聯N MOSFET；單邊采用四只N MOSFET增大電流的驅動能力，實現低電壓大電流驅動。高頻變壓器T1 輸出部分為兩組輸出電壓，分別為高壓功率繞組和低壓輔助繞組，兩個繞組輸出均采用全橋整流濾波電路，其中高壓部分采用每邊橋臂采用兩只肖特基二極管并聯，在高頻率的同時增加系統載流能力。控制芯片采用TL494，該芯片存在兩個運算放大器，文中采用運放1 實現電壓限制功能，運放2 實現電流限制功能。設置TL494 的頻率設定電阻和電容值分別為12 kΩ和2.2 nF，可得TL494 芯片的工作頻率約為40 kHz。

圖5 升壓功率電路

逆變電路如圖6 所示，采用D882 和D772 組成的圖騰柱驅動電路，提升STM32 單片機的輸出驅動能力；通過二極管和電容的結合實現電荷泵的功能，為上橋臂控制電路提供電源；采用四只IGBT 實現全橋逆變電路；采用L3、L4和C13實現高頻濾波功能。

圖6 逆變器功率電路

4 實驗軟件設計和結果

依據上述仿真分析和電路設計，可以得出軟件流程圖如圖7 所示。首先對單片機的時鐘、ADC、定時器等片上功能進行系統的初始化，使系統得以正常運行；接著對系統的控制參數、顯示參數等內容進行初始化；然后進入系統循環。在系統循環中，首先進行直流母線電壓檢測，若電壓高于320 V，則進行定點電壓控制方案，若電壓低于320 V，則進行有效值控制方案；最后進行更新顯示信息后，回到直流母線電壓檢測環節。

圖7 逆變器軟件流程圖

按照圖7 所示的軟件流程圖編寫程序進行程序測試，得出如圖8 所示的兩個示波器波形，其中圖8（a）所示為斷開負載后正弦波波形，圖8（b）為蓄電池電壓不足，電壓降低后的正弦波波形。

圖8 實驗驗證示波器顯示波形

經過圖8 所示的波形驗證，得出的結論和上述仿真結果相符。

5 結束語

通過以上仿真分析和實驗驗證可以得出，該文研究的是在大功率情況下，對蓄電池逆變器控制方案采用定點電壓控制與有效值控制相結合的方案是可行的，可以減小系統運行過程中產生的波動，并且可以在電壓降低以后仍然維持正弦波的波形正常。該文所論述的方案雖然是針對于大功率情況下，但該方案在其他小功率的逆變器控制方案中無疑也是可行的。