一種兩級式寬范圍輸入的高位取能電源設計

朱一昕，孫慶祝，陳宇杰，畢愷韜

（江南大學物聯網工程學院，江蘇無錫 214000）

高位取能電源是從MMC 子模塊內部的直流電容處直接獲取工作電壓的，因此隨著MMC 應用場景[1-6]的電壓等級越來越高，高位取能電源的輸入電壓變得更高、范圍更寬，這對高位取能電源的性能也提出了更高的要求。

目前，許多學者對于寬范圍輸入的高位取能電源研究取得了一定的成果[7-16]，但是高位取能電源仍存在輸入電壓低、范圍窄、開關管承受電壓應力大等問題。針對上述問題，采用兩級式電源結構，設計了一臺輸入電壓DC 400～3 500 V、三路獨立輸出、額定功率50 W 的高位取能電源樣機，給出了主電路拓撲、高壓啟動電路、輔助供電電路、控制保護電路以及變壓器相關參數。最后，通過多組實驗驗證了設計方案的可行性與正確性。

1 電源技術指標及整體結構

該高位取能電源的輸入電壓為DC 400～3 500 V；額定工作電壓為DC 2 400 V；三路輸出相互隔離，分別為DC 15 V±1%/15 W、DC 15 V±1%/15 W 和DC 400 V±1%/20 W。在高電壓、寬范圍輸入和多路不同輸出電壓的條件下，單級的DC-DC 變換器通常難以滿足要求，因此選擇兩級式電源結構。第一級源變換器主要實現降壓功能；第二級負載變換器用于精確調節輸出電壓。采用ISOP 型的反激電路作為第一級源變換器拓撲，將400～3 500 V 的輸入電壓轉換為24 V 左右的母線電壓，具有結構簡單、成本低等優點。第二級負載變換器采用三路單獨的單管反激電路，實現功率變換，電源的整體結構框圖如圖1 所示。

圖1 電源整體結構框圖

2 整體電路設計

2.1 主電路拓撲

由于高位取能電源輸入電壓范圍寬，輸出功率小，因此選擇反激式拓撲。同時，為了解決高電壓輸入帶來的單個開關管所承受電壓應力過大的問題，第一級源變換器采用6 個耐壓值為1 500 V 的MOSFET 通過2 個變壓器初級繞組串聯的方式進行分壓。第二級負載變換器，三路輸出相互隔離，并且采用單獨的控制芯片，避免了各輸出回路之間的相互干擾。

電源主電路拓撲如圖2 所示，其中C1-C12為10 μF/450 V 的均壓電容；R1-R12為1 MΩ的均壓電阻，從而將輸入電壓均分到6 個開關管上，減小單個開關管所承受的電壓應力。Rs1為源變換器中變壓器初級電流采樣電阻，根據電源輸出額定功率的不同，選擇適當的值，可以實現電源的輸入短路保護和輸出過載保護。變壓器T1、T2次級經二極管VD1和VD2整流后，由兩個次級繞組并聯輸出，為負載變換器提供工作電壓。Rs2為輸出側電流采樣電阻，起到過流和短路保護的作用。

圖2 主電路拓撲

以源變換器為例，6 個開關管（Q1、Q2、Q3、Q4、Q5和Q6）同時開通或關閉，當6 個開關管同時開通時，變 壓器T1和T2初級繞組（NP1、NP2、NP3、NP4、NP5和NP6）開始儲存能量，在此期間負載所需能量由次級繞組儲能電容C30提供；當開關管關閉時，變壓器初級繞組存儲的能量轉移到次級繞組，次級繞組經二極管整流后向負載提供能量的同時對C30進行充電。

2.2 高壓啟動電路

電源啟動的初始階段，輔助供電繞組并不能為控制芯片提供工作電壓，因此電源需要高壓啟動電路。傳統的啟動電路一般采用電阻分壓的方式為控制芯片提供初始的工作電壓，但是面對高電壓輸入的工況，分壓電阻上會出現較大的功率損耗，從而降低電源的效率，因此采用了如圖3 所示的啟動電路。其中，C13-C24、R31-R42分別為均壓電容和均壓電阻，Q7-Q12為6個耐壓值為1 500 V的MOSFET，R25-R30是22 kΩ的限流電阻，Z1-Z6是24 V 的穩壓二極管。R13-R24和Z7串聯，為Q7-Q12提供開通信號，由此完成控制芯片的啟動供電。

圖3 高壓啟動電路

同時，為了減小高壓啟動回路的功耗，將控制芯片輸出的驅動信號經過二極管VD3連接到Q13的柵極。此處，R43和C25分別為2 MΩ和1 μF，當驅動信號為高電平時可以快速給C25進行充電，當驅動信號為低電平時，C25對R43進行放電，由于R43阻值較大，C25放電速度緩慢，使Q13的柵極一直維持較高的電壓。因此，當電源正常工作后，Q13一直處于導通狀態，從而使Q12柵極接地，Q12關閉。這種方法利用開關管的驅動信號保證了電源正常啟動后，關斷高壓啟動回路，從而消除了限流電阻R25-R30上的功率損耗，提高了電源效率。

2.3 輔助供電電路

在該高位取能電源中，源變換器和三路獨立的負載變換器各有兩路輔助供電回路，其原理基本相同[17-19]。以源變換器中控制芯片的輔助供電為例，為了避免變壓器T1和T2的輸出功率不均衡，如圖4 所示，輔助供電電路采用輔助繞組并聯輸出的方式。當啟動電路關閉后，控制芯片的工作電壓由繞組NF11和NF12提供，兩組繞組匝數相同?？刂菩酒恼９ぷ麟妷篤CC 在17 V 左右，為了保證控制芯片工作電壓的穩定，在二極管整流后增加三極管穩壓電路，穩壓二極管Z8的穩壓值為18 V，芯片工作電壓為：

圖4 輔助供電電路

式中，Ube為三極管V1基射極電壓；UVD6為VD6上的壓降，兩者和約為1 V 左右。為了保證VCC 的穩定，可以適當地增加輔助繞組NF11和NF12的匝數，保證Ua處電壓略大于18 V。

2.4 反饋控制及保護電路

高位取能電源必須要有完整的反饋控制和保護電路，同樣以源變換器為例，介紹控制芯片電壓反饋過程及輸出過流和輸出短路保護。如圖5所示，源變換器控制芯片采用國產芯片SCM1710，該芯片可根據輸入電壓高低和負載大小進行調頻。為減小空載損耗，SCM1710A 內部設計了間歇模式，當芯片FB 管腳電壓下降到1.25 V 后，芯片進入間歇工作模式，芯片工作頻率可以通過R48進行配置。

圖5 芯片控制及保護電路

當電源正常工作時，圖5 中Ub點電壓如式（3）所示：

式中，R51為10 kΩ；R52和R53為2.32 kΩ，此時，Ub約為2.495 V。當輸出電壓升高時，Ub增大，ZA431(U3)阻抗減小，經光耦PC817(U2)隔離后，FB 管腳電壓降低，從而使控制芯片輸出的脈沖寬度減小，輸出電壓降低，由此實現輸出電壓的閉環控制。

當電源輸出側出現短路或過流時，由運算放大器LM258(U4)組成的差分放大電路起到保護作用，此時Ub如式（4）所示：

式中，Us和U24V是輸出電流檢測電阻Rs2兩端的電壓；UVD7是二極管VD7的壓降，設置過流保護閾值為3 A，因此取R54和R55為200 Ω，R56和R57為39.2 kΩ，UVD7約為0.4 V。當輸出側電流大于3 A，Ub點電壓大于2.5 V，通過光耦反饋，減小控制芯片輸出的脈沖寬度，輸出電壓降低，從而減小輸出電流，起到輸出過流和輸出短路保護的作用。

3 實驗分析

變壓器作為電源的核心器件，對電源的安全、可靠運行起著至關重要的作用。在該設計方案中，主電路中共有5 個變壓器，全都采用PC40 材質磁芯，其參數如表1 所示。

表1 變壓器參數

為了驗證前文設計電路的可行性，如圖6 所示，研制了一臺輸入電壓為DC 400～3 500 V，輸出為DC 15 V±0.15 V/15 W、DC 15 V±0.15 V/15 W 和DC 400 V±4 V/20 W 的兩級式寬范圍輸入的高位取能電源，并對電源進行相關性能測試。

圖6 高位取能電源樣機

如圖7 所示，當輸入電壓為最高輸入3 500 V 時，開關管Q1的源漏極電壓（uds）最大值僅為790 V。電源輸入側通過開關管串聯的方式使單個開關管所承受的電壓應力大幅減小，仍留有近一倍的電壓裕量，驗證了圖2 中源變換器開關管串聯的可行性和正確性。

圖7 Q1漏源極電壓波形

在額定輸入電壓為2 400 V 時，如圖8（a）所示，源變換器在空載狀態下輸出電壓約為24.1 V，如圖8（b）所示，在滿載狀態下輸出電壓約為23.8 V。因此，在額定輸出功率范圍內源變換器的輸出電壓都能維持在24 V±1%以內。因此，源變換器可以為下一級的負載變換器提供穩定可靠的工作電壓。

圖8 源變換器輸出電壓波形

如圖9 所示，在額定輸入電壓下，負載變換器1和負載變換器3 滿載時，開關管驅動信號（ugs1/ugs3）均保持穩定。負載變換器3 開關管源漏極電壓（uds3）最大值僅為65 V，兩個負載變換器輸出電壓降落較小，并且均能保持穩定，因此，電源具有優良的帶載性能。

圖9 負載變換器滿載波形

4 結論

該文研制了一臺兩級式寬范圍輸入的高位取能電源樣機，給出了主電路拓撲、相關電路以及變壓器參數。在不同輸入電壓和不同負載的條件下對電源進行了多組測試，通過實驗證明了該電源可以在400～3 500 V 的寬輸入范圍內正常工作。源變換器中開關管采用串聯的方式，有效地減小了單個開關管所承受的電壓應力，從而使開關管成本大幅下降。當負載變換器滿載時，其輸出電壓均能維持穩定，并且電壓降落能保證在1%以內。該設計方案有效地解決了高位取能電源寬范圍、高電壓輸入的問題，同時降低了電源成本，具有一定的工程應用價值。