一種應用于半橋拓撲的斜率補償電路

劉 威，蔣 林，艾 建，任 毅

（西南石油大學 電氣信息學院，四川 成都 610500）

0 引言

開關電源有電壓和電流兩種控制模式。電壓控制模式通過檢測輸出電壓，使得輸出電壓在各種負載條件下保持穩定。電流模式有兩個反饋環：一是檢測輸出電壓的電壓外環；另一個是檢測開關管電流且具有逐周期限流功能的電流內環[1]。相較于電壓控制模式，電流控制模式具有響應快、抑制偏磁能力強、簡化反饋環路設計等優點[2?4]。峰值電流模式在占空比大于0.5 和連續電感電流條件下，會產生次諧波振蕩，這種不穩定性與電源的閉環特性無關[5?7]，應用斜率補償技術可以消除次諧波振蕩。

斜率補償電路分為上斜率補償和下斜率補償兩種方式，二者在原理上是一致的，但因為上斜率補償在電路上更易實現，因此實際電路中大多采用上斜率補償[8?11]，本文介紹的補償電路也屬于上斜率補償。

若選擇的電源管理芯片自帶斜率補償電路，則無需考慮自行設計斜率補償電路。本文簡要分析了電源自帶的斜率補償電路和選擇管理芯片頻率腳的斜率補償電路，最后提出一種改進的適用于半橋電路的新型斜率補償電路。本文給出了該新型斜率補償電路的詳細計算方法，為電源的斜率補償參數設計提供一定參考。

1 次諧波振蕩

圖1 所示為電感電流波形。圖中：IR為設定的電感電流峰值；m1和m2分別為電感電流的上升和下降斜率。當輸入電壓發生變化或因為某種原因會產生初始擾動電流Δi0，經過一個周期Ts后，擾動電流為：

圖1 電感電流對擾動的響應

經過n個周期后，擾動電流改變為：

當占空比（D）小于0.5，即m1/m2＜1 時，如圖1a）所示，經過n個周期后，擾動電流越來越小，環路趨于穩定；當占空比大于0.5，即m1/m2＞1 時，如圖1b）所示，經過n個周期后，擾動電流越來越大，將引起環路振蕩[12?13]。

2 斜率補償

斜率補償的目的是使電源的平均負載電流與占空比無關，這樣擾動電流也會越來越小，環路趨于收斂，保持穩定。斜率補償分為下斜率補償和上斜率補償兩種方式，這兩種補償方式的思想是一致的，只是實現補償的途徑不同[14?15]。

2.1 下斜率補償

下斜率補償在每個周期將一個下斜率電壓（m）疊加到誤差放大器的輸出端（Vea），如圖2 所示。

圖2 下斜率補償原理

加入下斜率補償后，可以得到：

由式（3）～式（6）可得：

式中：Vi為電感峰值電流的采樣電壓；Vea為誤差放大器的輸出端電壓；m為下斜坡補償電壓；Ip為峰值電流；Ri為采樣電阻；Iav為平均負載電流；m2為電感電流下降斜率。

由式（7）可以得出，當斜率補償m滿足：

就可以使得平均負載電流與電源占空比無關，達到補償的目的。

2.2 上斜率補償

上斜率補償是在峰值電流采樣電壓上疊加一個正斜率電壓，加入上斜率補償后，可以得到：

由式（4）～式（6）和式（9）可得：

式中m3為補償斜率。由式（10）可知，當補償斜率滿足：

就可以使平均負載電流與電源占空比無關，達到補償的目的。由于上斜率補償在電路中更容易實現，因此在實際應用中，大多采用上斜率補償。

3 實際電路中的斜率補償

3.1 電源管理芯片自帶斜率補償

在實際應用中，如果所選擇的電源管理芯片自帶有斜率補償電路，采用此補償電路即可。一般此類電源管理芯片內部帶有補償電流源，可以通過調整管腳外圍電阻值來實現斜率補償的設計。比如TI 公司的電源管理芯片LM5041，芯片內部補償電路如圖3 所示。從圖中可以看出，芯片內部帶有2 kΩ 的斜率補償電阻R1和45 μA 的補償電流源，設計者可以通過調整在CS 管腳與峰值電流采樣電壓Vi之間的電阻值來設計適合的補償電路。

圖3 LM5041 內部斜率補償電路

3.2 頻率腳的斜率補償電路

通過電源管理芯片頻率腳進行斜率補償的電路如圖4 所示，Q1為功率開關管，其電流通過電阻R1進行采樣，采樣電流信號經過R2和C1進行濾波后，補償電路利用電源管理芯片的頻率腳（RT/CT），通過射隨電路和電阻R3對采樣電流信號進行斜率補償，補償后的電流信號送入RAMP 腳。這類設計增加了振蕩器負載并引入噪聲，這些都可能錯誤地觸發PWM 控制。這種方法在要求可靠性較高的開關電源中不可取[16?17]。

圖4 利用頻率腳的斜率補償電路

3.3 新型斜率補償電路

針對3.2 節中的斜率補償電路的不足之處，本文提出一種新型斜率補償電路，以半橋架構為例，說明該新型斜率補償電路的原理、優點、具體參數計算以及電路的仿真效果。

3.3.1 斜率補償電路原理

一種應用于半橋架構的斜率補償電路如圖5 所示。

圖5 應用于半橋架構的斜率補償電路

圖5 中功率變換器的初級電流由電流互感器T2和R4進行采樣，采樣后經R5和C4濾波后得到初級電流的電壓信號。斜率補償電路中的驅動信號HO1 和LO1 分別來自半橋電路的2 個開關管，驅動信號HO1（LO1）在給電容C5（C6）充電時，根據RC 充電公式可以知道，在充電初期，C5（C6）上的電壓近似線性上升，通過三極管Q3（Q4）后，經R6和R7的分壓，對初級電流信號CS 進行斜率補償，補償后的電流信號送入電源管理芯片的RAMP腳，RAMP 腳與反饋環路的信號一起對電源進行脈沖寬度調制（PWM）。其中，驅動信號HO1 與LO1 為互補信號，相位相差180°，當HO1（LO1）為高電平時，C5（C6）上的電壓通過D1（D0）快速釋放到0。

3.3.2 斜率補償電路優點

新型斜率補償電路具有以下優點：

1）斜率補償電路的驅動信號與開關管完全同步，時序完全一致；

2）斜率補償電路采用開關管的驅動信號作為信號源，開關管的驅動信號具有驅動能力強、電壓幅度大、不易受到干擾的優點，因此通過調整R9（R10）和C5（C6）的參數，可以方便地獲得適合的斜坡電壓；

3）通過三極管Q3、Q4組成的射隨電路，減小了C5和C6斜坡電壓的負載，使得C5和C6上的斜坡電壓波形保持穩定；

4）斜坡補償電壓疊加在C4的初級電流信號上，通過調整R6和R7的分壓比例，可以方便地獲得預期的斜率補償深度。

3.3.3 斜率補償電路的參數計算

下面討論新型斜率補償電路具體參數計算。已知DC?DC 電源模塊：輸入DC 280 V，輸出DC 28 V。其余參數為：Q1、Q2的開關頻率fs=150 kHz；最小輸入電壓Vin_min=200 V；輸出電流Io=18 A；變壓器T1的匝比n1=2.75；電流互感器T2匝比n2=70；L1=6.5 μH；R4=2.7 Ω；三極管Q3、Q4基極與發射極電壓VBE=0.5 V；R9=R10=10 kΩ；C5=C6=1 nF；驅動信號高電平電壓Vdd=12 V。

當輸入電壓最小時，電源占空比最大，此時斜率補償的電壓最大，因此實際的參數計算以滿足最小輸入電壓時的斜率補償為準。當輸入電壓最小時，電源的占空比為：

輸出滿載時，輸出電感的紋波電流為：

主變壓器T1的峰值電流為：

初級峰值電流采樣信號為：

在實際設計中，可以先確定斜率補償電阻，這里取R6=1.5 kΩ，再計算另一個斜率補償電阻R7的值。根據前面分析，上斜率補償滿足0.5 電感下降斜率即可。在實際設計中，留有一定的裕量，選擇1 倍下降斜率，因此可以計算出斜率補償電流：

C5和C6上的斜坡電壓為：

可以得到R7的阻值為：

本文取R7=20 kΩ。

3.3.4 仿真結果及分析

利用專業仿真軟件LTspice 對所設計電路進行仿真實驗，仿真波形如圖6 所示。

圖6 CS 腳與RAMP 腳仿真波形

根據圖6 仿真波形圖可以讀出：VRAMP=463 mV，VCS=335 mV，Ton=2.7 μs。

補償斜率為：

電感電流的下降斜率為：

仿真結果表明，斜率補償接近于1 倍電感電流下降斜率，補償效果良好。

3.3.5 實測斜率補償

對采用3.3.3 節拓撲架構及參數的電源產品進行實測，分別抓取斜率補償前后的電流采樣波形，如圖7所示。

圖7 CS 腳與RAMP 腳實測波形

從圖7 中可以讀出，VRAMP=493 mV，VCS=339 mV，Ton=2.75 μs。補償斜率為：

通過實測計算，該斜率補償約為1 倍電感電流下降斜率，與理論分析和仿真結果一致。

4 結論

針對峰值電流控制模式的諧波振蕩問題，提出一種適用于半橋拓撲的斜率補償電路。該斜率補償電路由少量外圍常用器件構成，其補償深度可由外圍器件參數進行調節，與開關驅動信號完全保持同步。基于LTspice 搭建斜率補償電路的仿真模型，仿真結果表明，該電路斜率補償效果良好，樣機實測結果也驗證了所提方法的有效性。