14極12槽定子模塊化永磁電機的性能分析

白宏志,劉 婷

(湖南工程學院 電氣與信息工程學院,湘潭 411104)

0 引 言

目前,海上風力發電機趨于大體積、大功率發展,對于大型直驅永磁風力發電機來說,模塊化結構可增強電機容錯性,并提供制造、運輸、組裝和維護的便利性。

文獻[1-2]研究了E型、C型模塊化電機的性能差異,分析了模塊形狀和模塊間隙寬度對電機性能的影響;文獻[3]為了降低風力發電機的故障率,提出了E型定子模塊和模塊化變流器組合的并網方式;文獻[4]制造了定子為E型模塊化結構的14極12槽電機,最后得出結論,具有合適模塊間隙寬度的定子模塊結構能提高電機的負載轉矩和效率。

電機進行物理模塊化可方便大型電機的制造、運輸、安裝和維護[1-2],但定子物理結構的改變對于電機性能有一定影響。文獻[1]得出結論,對于可進行模塊化且極數多于槽數的電機,在模塊化后,適當的模塊間隙寬度能提高電機基波繞組因數,從而提高電機負載轉矩、反電勢等參數。但該文研究的電機尺寸較小,本文增大電機尺寸,通過有限元分析,證明了文獻[1]結論的準確性,并分析了該結論對于大尺寸電機的適用性。

1 電機參數

本文以14極12槽永磁電機為研究對象,研究模塊化定子結構對電機性能的影響,單層的集中繞組可方便電機的模塊化。

圖1為應用集中式單層繞組的14極12槽電機的繞組排布圖。根據繞組排布來確定定子模塊的位置,通過在圖1虛線處分割未繞有線圈的定子齒來實現電機的模塊化。

圖1 14極12槽電機的繞組和模塊化方式示意圖

電機的部分參數如表1所示。

表1 電機參數

電機的原型和模塊化方式的二分之一模型如圖2所示。圖2(b)中模塊間隙寬度為w,該模型的w=2.5 mm,根據定子模塊的形狀,該電機可稱為E型模塊化電機。

圖2 電機的二分之一模型

2 模塊化結構對電機的影響

對于可應用模塊化結構且極數多于槽數的電機,E型模塊化結構會使電機的槽距接近極距,從而提高電機的節距因數kp[1-2]。根據式(1)和式(2):

(1)

(2)

式中:y1=2π/(2p),τ=2π/Ns。可知,模塊間隙寬度w增加到一定大小時,該電機的節距因數會趨近于1,而電機繞組位置不變,電機分布因數不變,此時模塊化電機的繞組因數隨模塊間隙寬度w的變化而變化[1]。繞組因數的改變和模塊間隙的引入,自然會對電機的空載特性和負載性能產生影響。本文把模塊間隙寬度限制在1～3 mm之間進行分析。

2.1 空載特性

2.1.1 空載磁密

如圖3所示,14極12槽原電機定子齒部和軛部的最高磁密分別為1.1 T和1 T,處于低飽和狀態,定子硅鋼片利用率較低。模塊化后,定子齒部和軛部的磁密變化較大,其中齒部最高磁密變為1.4 T,軛部最高磁密變為1.3 T。

圖3 電機的空載磁密對比圖

根據永磁電機定子齒磁密的計算式:

(3)

式中:Bδ為氣隙磁密;bt為定子齒寬。可知,模塊化結構會改變參數Bδ和bt的大小,定子齒寬減小,導致隔斷的定子齒的磁密變大。

因此,在對電機進行模塊化前,應保證設計的電機原型的定子磁飽和程度較小。

2.1.2 空載氣隙磁密

圖4是14極12槽模塊化電機模塊間隙寬度分別為1 mm和3 mm時的空載氣隙磁密波形。

圖4 兩種間隙寬度時的空載氣隙磁密

圖5是間隙寬度在1 mm和3 mm之間變化時的空載氣隙磁密諧波分析圖。由圖5可知,在1 mm到3 mm的范圍內,電機模塊間隙寬度越大,空載氣隙磁密的工作波即7次諧波就越大,部分非工作波就越小。

圖5 不同間隙寬度時的空載氣隙磁密諧波分析

2.2 負載特性

2.2.1 負載轉矩

圖6是14極12槽模塊化電機的模塊間隙寬度在1～3 mm的范圍內變化時的電機負載轉矩。表2統計了變化的負載轉矩相關參數。

表2 不同間隙寬度時電機負載轉矩的相關參數

圖6 不同間隙寬度時的負載轉矩

由表2可知,定子模塊間隙寬度在1 mm增大到3 mm的過程中,電機負載轉矩的平均值逐漸變大,轉矩峰峰值逐漸變小,轉矩脈動也逐漸變小,間隙寬度為3 mm時,轉矩脈動最小,為2.52%,低于3%。

2.2.2 損耗變化

14極12槽模塊化電機負載電流的各次諧波隨模塊間隙寬度的變化如圖7所示。圖8是不同模塊間隙寬度時電機銅損的波形圖。結合圖5可知,模塊間隙寬度在1 mm到3 mm的范圍內變化時,模塊間隙越寬,電機基波繞組因數越大,因此負載電流基波越大,電機銅損越大。

圖7 不同間隙寬度時的負載電流諧波分析

圖8 不同間隙寬度時的銅損

由圖8可知,模塊間隙寬度在1 mm和3 mm之間變化時,間隙寬度為3 mm時電機銅損最大。表3統計了其它損耗的變化情況。可見,隨著模塊間隙變寬,電機磁滯損耗和渦流損耗反而降低了,但電機的總損耗還是隨著銅損增大而變大。

表3 不同間隙寬度時的電機損耗

2.3 總結

文獻[1]設計的14極12槽電機,在模塊間隙寬度4.0～4.5 mm之間時,其平均負載轉矩最大,對應的電機定子內徑為55 mm,此時由式(1)和式(2)的計算可發現,該電機的節距因數kp趨近1。

本文的14極12槽電機定子內徑為130 mm,為使kp趨近1,按照式(1)和式(2)計算,模塊間隙寬度w的值要達到9 mm以上,因此電機的性能還有繼續優化的空間。

3 模塊化結構對齒槽轉矩的影響

如圖9所示,14極12槽原電機的齒槽轉矩峰峰值為147.78 mN·m,模塊化后電機的齒槽轉矩隨電機模塊間隙寬度增大而變大,間隙寬度為3 mm時,齒槽轉矩峰峰值為4.3 N·m。可見,電機模塊化后齒槽轉矩大小變化明顯,同時發現,原電機和模塊化電機齒槽轉矩的周期也不相同。

圖9 14極12槽原電機和模塊化電機的齒槽轉矩

齒槽轉矩的大小和周期變化是因為電機的定子模塊化后,模塊間隙會產生新的齒槽轉矩,此時電機的齒槽轉矩為定子槽和模塊間隙同時作用產生的合成齒槽轉矩。通過計算可以發現模塊化電機齒槽轉矩周期變化的原因,14極12槽E型模塊化電機的定子槽數為12,定子間隙數為6,代入式(4):

(4)

式中:T為電機一個機械周期下定子槽產生或模塊間隙產生的齒槽轉矩的周期數;N為定子槽數或模塊間隙數。經計算,轉子轉動一周,定子槽產生的齒槽轉矩周期數是模塊間隙產生的齒槽轉矩周期數的2倍,因此模塊間隙產生的齒槽轉矩的基波頻率更小,合成齒槽轉矩的周期由頻率最小的諧波決定。

對于永磁電機,削弱齒槽轉矩的方式很多,例如改變極弧系數、采用不等槽口寬等方式[5]。

如圖10所示,本文在模塊間隙寬度為2.5 mm時,通過增大永磁體偏心距減小了齒槽轉矩,這時電機的負載轉矩參數如表4所示。比較表2和表4可知,電機的轉矩脈動降低了19.44%。

表4 模塊間隙寬度為2.5 mm時的轉矩參數

圖10 不同偏心距時的齒槽轉矩對比(w=2.5 mm)

4 結 語

本文通過比較不同模塊間隙寬度時,14極12槽E型模塊化電機的性能,針對這類極數多于槽數的E型模塊化電機,可得出如下結論:

1)在一定范圍內,模塊間隙寬度越大,電機基波繞組因數越大,較大的基波繞組因數會增大空載氣隙磁密中的工作波并降低部分非工作波,因此負載運行時電機的負載電流和銅損變大,同時負載轉矩增大且轉矩脈動降低。

2)理論上增大模塊間隙寬度可增大電機的基波繞組因數,但對于大尺寸的電機,因為電機定子內徑較大,難以使定子模塊間隙擴大到使電機節距因數等于1的程度,又因為模塊化結構對電機銅損和齒槽轉矩的影響,因此在設計模塊化電機時要綜合考慮電機的結構和性能來決定方案。