寬帶衛星IP 通信網絡中數字調制解調技術研究

蔣 銳，舒康寧，楊國彬，徐 非，余 珂

（云南省氣象信息中心，云南 昆明 650034）

由于寬帶衛星IP 通信具有非線性、頻帶限制和多種衰減效應，所以采用適當的調頻和解調方法來克服上述問題顯得尤為必要。文獻[1]提出了一種Chirp-BOK 分數域解調方法。該方法通過尖峰搜索-分數域的非相關解調法，將定頻數據采集技術推廣到了局部最優。將編碼的同步誤差歸結為Chirp信號的頻位偏差，從而達到了分數域解調；文獻[2]提出了基于射頻數字化解調方法，該方法從數字信道分割和高速解調兩個角度出發，對L 波段的RF 數字接收器進行了設計，并在可編程門陣列（Field-Programmable Gate Array，FPGA）上實現了數字信道的分割與解調。使用這兩種方法受到非線性信道影響，收斂速度較慢。因此，從信道非線性角度出發，提出了寬帶衛星IP 通信網絡中數字調制解調技術。

1 基于I/Q偏置通信網絡數字調制

在寬帶衛星IP 通信網絡中，通信通道的非線性特性，使其具有高帶寬、高非線性特性，從而降低了誤比特率和頻譜利用率[3]。這種波段限制效應主要表現為：對頻段中的頻率成分進行壓制，使得脈沖邊緣平滑、展寬，從而產生碼間互擾。若中頻濾波器的中心頻率不均勻，則在正交型時會引起各信道之間的干擾。利用I/Q 偏壓進行數字式調制，可以防止I/Q 的線路經過零點（星座圖的中心）[4]。利用振幅和相位（向量）的極坐標來表達已調制的信號，因為其具有高的頻譜利用率，因此被普遍應用于數字通信。I/Q 調制采用了兩個載波，一個是同相（I）成分，另一個是具有90°相位偏置的正交型（Q）成分。I/Q最大的優勢就是能輕易地將單一的信號組成一個復雜的組合信號形式，并將其分解成不同的信號。

在I/Q 曲線上，向量的改變可以用振幅、相位、頻率或這些指數結合來表示。這種振幅和相位的改變導致了各種調制方式的改變[5]。因為數據是以二進制傳送的，所以在星座圖上的點一定是2 的次方。星座圖表示正交振幅調制（Quadrature Amplitude Modulation，QAM）的形式中有用的標記，例如16-QAM，每個符號都表示四個二進制的一種可能的結合。16-QAM 符號星座圖如圖1 所示。

圖1 16-QAM符號星座圖

對于解調星座點判決變量?i，可表示為：

式中，s表示判決星座點和接收星座點之間的歐氏距離；xi表示第i個星座點[6]。

在高速通信信號傳輸過程中，通過16-QAM 符號星座圖調制實現高速通信信號傳輸。為了使調制信號具有恒包絡特性[7-9]，接收端接收到判決信號后，分別與各路正交脈沖進行運算，獲取星座圖向量s，并將其與逆映射矩陣相乘，得到行向量：

式中，D表示逆映射矩陣[10]。從中選擇最大的行向量對應星座圖向量，通過D獲取多進制調制信號。

2 非線性通信信道數字解調技術

2.1 數字解調方案設計

調制碼元在高斯通道上傳送過程中，碼元的振幅與相位都存在一定的干擾。為了實現非線性通信信道數字解調，在按照通信原理基礎上采用LLR 算法來求解各接收碼元中各位元的對數似然比，而各接收到碼元歸屬相應的碼元概率如下：

式中，B表示接收方的碼元比特值；ci表示按星座圖分布的二元數列[11]；λ表示調制方差。設Fi=|B-ci|，那么經過高斯信道傳輸后相應的星座概率圖位對應的對數似然比為：

式中，z0、z1分別表示16-QAM 符號星座坐標對應的二進制序列和8-QAM 符號星座坐標對應的二進制序列[12]。由于采用對數算法復雜度較高，所以為了避免計算每個比特對數似然值中的對數，對其進行簡化計算。

在發射信號通過非線性功放時，會造成振幅畸變和相位畸變，尤其是星座圖調制時，會造成星座圖形的移動和擴散，嚴重地影響了接收端的判斷準確性[13-14]。通過對信號的分析，提出了基于通道特征的解調方法，并采用改進的星座圖進行解調。

將調制信號z()t作為輸入信號，輸出信號可表示為：

式中，φi表示第i個無記憶多項式系數，t表示采樣周期。將估計信號序列經過該公式后，可得到接收星座圖的星座點坐標[15]。根據獲取的坐標，可得到通信信道參數估計模型：

式中，qE表示星座圖向量矩陣；J表示待估計信道參數向量；σ表示高斯白噪聲經過相關器后輸出的向量。使用最小二乘法估計信道參數向量J，由此得到的估計值為：

通信接收端接收到信道參數估計值后，及時修正原星座點集，獲取新的星座點，并將修正的星座圖進行解調，能夠有效抵消信道非線性失真問題。

2.2 四相移相鍵控解調差分檢測

寬帶衛星IP 通信網絡輸出的信號，在任一個碼元寬度可表示為：

式中，VB表示碼元速率；N表示符號進制數。該式在符號變換的時候會出現90°或180°的突跳，造成了錯誤速率的增加。尤其是寬帶衛星IP 通信信道中受到多路徑傳播和屏蔽影響，錯誤更加明顯。為了克服該問題，使用了四相移相鍵控解調差分檢測方法，修正信號幅頻。

四相移相鍵控QPSK 的載波相位取值存在四種不同的數值。對于交錯正交移相鍵控QPSK 的重要控制方式[16]，同相與正交兩個數據流，能夠通過時間流錯開獲取一個碼元間隔，通信數據流時間關系如圖2 所示。

圖2 通信數據流時間關系

經過硬限幅后，在不加頻率成分情況下，信號頻譜中的低頻成分有輕微增大，并沒有去除濾波器帶寬限制，但是主脈沖的帶寬卻基本恢復到了濾波之前水平，從而達到了更平穩的通信效果[17-18]。

3 解調性能實驗分析

為驗證所提出寬帶衛星IP 通信網絡數字調制解調技術的合理性，設計了解調性能對比實驗。在不同信道環境下，將所提技術與文獻[1]Chirp-BOK 分數域解調方法、文獻[2]射頻數字化解調方法解調性能進行對比分析。

3.1 通信信道配置

在實驗過程中，配置了慢速、快速兩個通信信道，其中慢速通信信道主要用于傳輸非緊急的信息，快速通信信道主要用于傳輸十分緊急的信息。

1）慢速通信信道

對于慢速通信信道配置，采用的是預分配策略，通過空閑信道制定分配。慢速通信信道信號變化情況如圖3 所示。

圖3 慢速通信信道信號特性

由圖3 可知，慢速通信信道幅頻特性不會是一條直線，此時信道通過慢速通信信道產生失真現象，在1.5～2.5 Hz 幅頻時失真效果最差。

2）快速通信信道

對于快速通信信道配置，采用的是及早分配策略，根據業務的突發狀況，將信道資源進行分配，以確保在合理的條件下進行信道負荷分攤。快速通信信道信號變化情況如圖4 所示。

圖4 快速通信信道信號特性

由圖4 可知，快速通信信道幅頻特性不會是一條直線，此時信道通過快速通信信道產生失真現象，在0.7～1.1 Hz 幅頻時失真效果最差。

3.2 失真信號處理

分別使用Chirp-BOK 分數域解調方法、射頻數字化解調方法和數字調制解調技術對失真信號處理，處理結果如圖5 所示。

圖5 失真信號處理結果

由圖5（a）可知，使用Chirp-BOK 分數域解調方法、射頻數字化解調方法在1.5～2.5 Hz 幅頻時出現不明顯失真效果，且信道信號曲線沒有趨于一條直線。使用數字調制解調技術通過合理解調，使得信道信號曲線趨于一條直線。由圖5（b）可知，使用Chirp-BOK 分數域解調方法、射頻數字化解調方法，雖然曲線波動幅度相對之前較小，但是仍然沒有合理處理失真信號，達不到頻域均衡的目的。使用數字調制解調技術通過合理解調，使得信道信號曲線趨于一條直線，達到頻域均衡的目的。

3.3 誤碼率實驗結果分析

使用三種方法在不同信噪比下分析解調過程中的寬帶衛星IP 通信誤碼率，對比結果如圖6 所示。

圖6 不同方法誤碼率實驗結果分析

由圖6 可知，隨著信噪比增加，三種方法誤碼率均處于下降趨勢，其中數字調制解調技術誤碼率最低數值為10-5B，而其余兩種方法誤碼率均大于該值，說明使用所研究技術通信信號誤碼率較低。

4 結束語

當衛星與通信系統相互融入后，受到非線性通信信道影響，導致寬帶衛星IP 通信網絡信號解調效果不佳。為此，提出了寬帶衛星IP 通信網絡中數字調制解調技術研究方法。該方法應用星座圖向量方法減少了解調過程的時間復雜度，具有更高的實現效率。采用改進的星座圖解調法對多維星座圖中的非線性畸變有很大的抑制作用，為了實現更大范圍的寬帶、高速衛星通信技術的發展奠定了基礎。