面向無線傳能的磁耦合通信射頻鏈路解耦設計

謝 孟，向乾尹，魏清新，鄧紅梅，杜 娟，馬紅波

(1.北京機電工程研究所，北京 100074；2.西南交通大學 信息科學與技術學院，四川 成都 611756)

0 引言

磁耦合無線電能傳輸技術是一種利用磁感應實現近距離非接觸電能傳遞技術,具有安全、可靠、便捷、靈活、非接觸和環境適應性強等特點,有效避免了傳統供電連線因接插件磨損和老化帶來的電火花、漏電和接觸不良等問題,同時避免了供電界面的物理破壞,近年來在電動汽車充電、植入式醫療裝置供電、家用電器和3C產品等領域得到應用[1-3]。當前,高功率磁耦合無線電能傳輸技術正在裝備制造領域得到應用發展[4],為水下航行器、運載裝備無線充電、飛行器臍帶電纜、衛星太陽翼驅動(Solar Array Drive Assembly,SADA)機構等“水”“陸”“空”“天”裝備領域帶來顛覆傳統的非接觸式供電架構,極大地提升了系統的可靠性和靈活性。同時,這些應用場景存在復雜的主次側反饋、狀態監測、保密信息和控制指令等數據傳輸,必須具備寬帶、可靠、保密的數據傳輸功能,迫切需要實現高功率磁耦合無線電能傳輸場景下的寬帶磁耦合通信技術[5-6]。傳統遠場通信極易受到干擾,且保密性差[7-8],而基于電磁感應進行的短距離無輻射近場通信,具有很多不同于傳統遠場輻射通信的優點,例如可進行空分復用、抗干擾性能強、功耗小、保密性高、成本低[9]。基于這些優點,近場磁通信在許多方面都有著廣泛應用[10-12]。

無線供電場景的磁通信可分為“電能信號直接調制方法”“高頻注入式通信”“獨立耦合通信”三種。“電能信號直接調制方法”[13-14]直接對傳能信號進行調制,其通信頻譜與傳能頻譜重合。這種方法主要適用于低功率或是低速應用場景,不適用于高功率無線傳能場景的寬帶磁耦合通信[15-17]。“高頻注入式通信”將通信信號通過耦合方式注入到電能信號上,通信與傳能共用同一副天線,但通信信號載波頻率較高,其頻段與傳能信號頻率相互獨立,從而能對能量和信息進行更有效的分別處理。通信與傳能共用一副天線會限制通信帶寬,所以“高頻注入式通信”方案難以調和高速通信和大功率傳能的矛盾[18]。“獨立耦合通信”則是采用獨立的磁耦合通道,傳能與通信頻段獨立,這樣不僅可以提升通信帶寬,還為通信鏈路的設計帶來了新的自由度。此方式又可分為共口徑和非共口徑。非共口徑的缺點是應用面積大[19],但是其隔離度好。共口徑則反之。同時,耦合天線的距徑較大時,其耦合系數低,也將限制通信帶寬[20],如何提升強低頻信號與弱高頻信號之間的隔離度,同時提升磁耦合通信的射頻帶寬是當前面臨的挑戰。

為了滿足復雜場景下的電能數據協同傳輸需求且降低天線尺寸,本文選擇在DD天線的基礎之上使用共口徑方式,將無線電能信號和數據信號協同傳輸。研究磁耦合射頻前端進行天線、濾波一體化設計理論,給出了天線濾波一體化系統解耦鏈路的設計原理,解決了傳統磁通信窄帶和匹配問題以及解耦問題,為電能傳輸系統構建了可靠的磁耦合通信射頻鏈路。

1 設計與仿真

1.1 磁耦合無線傳能與通信系統架構

為解決數電同傳時傳能與通信對阻抗、頻段、自感以及功率需求不同的問題,采用獨立、共口徑的傳能與通信線圈。電能和數據協同傳輸系統如圖1所示。其中TXP為傳能發射端,RXP為傳能接收端,TR1和TR2分別為通信的兩端口。由于通信線圈具有較強的自感,其互耦系統必須通過匹配網絡形成濾波天線一體化系統設計。

圖1 電能和數據協同傳輸系統Fig.1 Power and data simultaneous transmission system

本文通過采用DD型通信線圈與傳能線圈實現空域解耦,并利用濾波天線一體化設計,提升了通信鏈路通帶阻抗匹配特性和帶外抑制能力,增強了與傳能線圈的頻域解耦。接下來將從天線設計理論、解耦實現原理以及饋電網絡設計與仿真等方面進行詳細闡述。

1.2 天線的解耦設計

1.2.1 DD天線設計

數電同傳時影響信號傳輸速率最關鍵的因素之一是傳能鏈路對數據鏈路的干擾,所以如何抗干擾是提升通信速率的關鍵。天線部分選用DD天線與普通商用圓形傳能天線進行共口徑空域隔離,其繞線方式、磁力線分布及感應電流方向如圖2(a)所示。本文采用矩形DD線圈與傳能線圈進行隔離,如圖2(b)所示,其中DD線圈的長(2l2)為200 mm、寬(l1)也為200 mm,導線半徑(rw)為0.5 mm,互耦系統間距(d0)為3 cm。DD線圈相當于反串聯的2個線圈[20],當傳能線圈在DD線圈中產生相同方向的感應電流時,由于DD線圈是反串聯的關系,所以產生的感應電流相互抵消,從而達到解耦的目的[21]。

(a)DD線圈的磁場分布和被激勵的感應電流方向

(b)采用DD線圈的系統架構

由諧振網絡理論可知,當通信線圈耦合系數k越大時,整個射頻帶寬越寬[22],但是首先需要確定如何選取線圈參數才能使得耦合系數在約束條件下達到最大。

DD線圈相當于反串聯的2個子線圈,圖3給出了用于計算各參數的子矩形線圈耦合對。矩形線圈的自感(Lsc)[23]公式可由式(1)給出:

(1)

圖3 一般矩形線圈耦合對Fig.3 Coupling pair of general rectangular coil

式中:μ0為空氣磁導率,N為匝數,l2、l1分別為DD子線圈的長、寬,rw為導線半徑。

計算不同子線圈互感需分別計算其每對平行線互感的代數和[24],式(2)給出了計算兩平行導線之間的互感(Mp)[25-26]:

(2)

(3)

所以DD線圈的自感(LDD)可由式(4)得出:

LDD=2(Lsc+Msc)。

(4)

進一步計算DD線圈的互感,可將DD耦合對分為面向子線圈和非面向子線圈,再分別計算它們的互感值Msc1和Msc2,假設線圈正對無水平方向移位,即x=l2,如式(5)和式(6)所示:

(5)

(6)

MDD=2(Msc1+Msc2)。

(7)

所以本文使用的DD線圈耦合系數(km)為:

(8)

利用上述理論計算公式可知,當DD線圈的面積、導線半徑及耦合距離固定時,線圈的自感和互感與N2均成正比關系,增加線圈的匝數不會使k明顯增大,但自感隨匝數平方而增大,而天線頻段在30 MHz內,若自感太大,自諧振頻率太低,不利于耦合諧振電路設計,所以選擇N=1。圖4給出了耦合系數與面積及耦合距離的關系,當耦合面積越大、耦合距離越小時耦合系數越大。本文的典型應用場景天線外形尺寸l1=2l2=200 mm,匝數N=1,導線半徑rw=0.5 mm,天線間距d0=30 mm,可得LDD=1.13 μH,MDD=0.2 μH,km=0.176。

(a)耦合系數與面積的關系

(b)耦合系數與距離的關系

1.2.2 DD天線制作與測試

圖5(a)為實際使用利茲線繞制的DD天線,將其固定于亞克力板上,與傳能天線分置0.5 mm厚的亞克力板上下面,形成圖2(b)的耦合結構。利用矢量網絡分析儀測試,通過其阻抗曲線計算得到其在30 MHz內的自感為1.498 μH、互感為0.262 μH、耦合系數為0.147,如圖5(b)所示。可以看到,測試結果和理論計算值接近,其誤差主要是由于天線饋電端口會留出一定距離用于焊接接頭以及手工繞制的偏差。

(a)DD線圈實物

(b)阻抗耦合特性

在50 Ω端口阻抗下30 mm間距的通信DD天線和傳能天線耦合機構的空域隔離特性如圖6所示。在30 MHz內隔離度都在30 dB以上,說明DD線圈的空域解耦效果良好。

圖6 實測傳能天線與通信DD天線的空域隔離特性Fig.6 Measured spatial isolation characteristics of power antenna and communication DD antenna

1.3 濾波網絡設計

1.3.1 設計理論

由于線圈天線之間為變壓器耦合,其自身電感量大,無法和50 Ω的射頻通信端口直接匹配,造成回波信號大,射頻信號無法有效發射。本文采用濾波網絡的方式對磁耦合通道進行設計,降低其帶內反射和傳輸衰減。LC諧振網絡的耦合模型[22]如圖7所示,其偶模諧振頻率fe和奇模諧振頻率fo的計算如式(9)、式(10)所示,其耦合系數k12如式(11)所示。基于上文實測的參數,設置L1=1.498 μH為發射和接受線圈自感、Lm=0.26 μH為互感。為了在15 MHz處實現諧振通帶,設置C1=100 pF。由式(11)可得二階諧振網絡的耦合系數k12等于DD線圈耦合系數0.174。

圖7 LC耦合模型Fig.7 LC coupled model

(9)

(10)

(11)

圖8給出了所需要設計諧振網絡的拓撲結構,S為源端,L為負載端,1和2表示產生諧振的2個諧振器,諧振器1和2之間的耦合系數為上文測得的DD天線耦合系數。

圖8 諧振網絡濾波器拓撲結構Fig.8 Filter topology of resonant network

根據濾波網絡綜合理論,確定耦合系數后,由式(12)可知,為了得到較大的通帶帶寬(ABW),其耦合系數原型參數M12應越小越好,本文采用式(14)的耦合矩陣來定義濾波器響應,其在15 MHz中心頻率處可獲得4.2 MHz的-3 dB帶寬,使用M矩陣計算得到的磁耦合通道散射參數如圖9所示。進一步,網絡外部品質因數Qe可由式(13)計算出其需求值為7.076,這是硬件電路饋電網絡需要實現的設計目標[27]。

(12)

圖9 由M矩陣推導的S參數Fig.9 S parameters derived from M matrix

(13)

(14)

1.3.2 饋電網絡設計及仿真

在圖7所示的LC耦合模型的基礎之上,本設計采用圖10所示的LC結構實現對磁耦合鏈路,其中傳能與通信線圈天線采用矢網測試得到的4端口散射參數約束仿真,電容C2=330 pF,電容C3=220 pF,電感L2=0.68 μH。

圖10 二階耦合諧振網絡的LC電路Fig.10 LC circuit of second-order coupled resonant network

為了能更好地抑制傳能裝置泄露的能量,本文進一步設計了工作在傳能頻點的帶阻濾波器,增強磁耦合通道的頻域隔離,其中Ln1=Ln2=6.8 μH,Cn=68 nF,Cnf=2.2 nF為低頻隔離電容,提升與傳能線圈的頻域隔離度。圖11給出了基于回波群時延仿真得到的Qe曲線[22],在中心頻率15 MHz時Qe=7.67,所設計的參數符合設計需求。

圖11 仿真外部品質因數Qe曲線Fig.11 Simulated Qe curve

仿真得到的帶內響應特性如圖12所示,本文設計的二階耦合諧振網絡,仿真得到其通帶中心頻率為fc=15 MHz,ABW-3dB=4.2 MHz,帶內回波損耗大于15 dB,帶內平坦度、匹配性能及帶外抑制能力得到明顯提升。而圖7所示未進行匹配的單電容網絡帶內回波抑制僅為5 dB,通帶帶寬和匹配特性均較差,驗證了本文所提設計方法的有效性。

圖12 二階耦合諧振網絡傳輸特性與單電容諧振網絡傳輸特性對比Fig.12 Comparison of the transmission characteristicsof the second-order coupled resonant networkand the single capacitor resonant network

圖13所示為仿真的圖10結構中傳能線圈到通信鏈路的傳遞特性,帶阻濾波器在傳能工作頻點167 kHz產生了明顯的陷波能力。

圖13 傳能與通信的頻域隔離特性仿真結果對比Fig.13 Comparison of simulation results of frequencydomain isolation characteristics between power and communication

2 測量

2.1 濾波天線的通帶測量

采用FR4板(厚度h=1.2 mm,介電常數εr=4.6,損耗tanθ=0.019)對濾波饋電網絡進行了加工,如圖14(a)所示。將PCB板后接于DD天線端口,通過矢量網絡分析儀測量并驗證其傳輸特性,圖14(b)為磁耦合通信鏈路的傳遞特性測試結果。在中心頻率14.8 MHz實現了4 MHz的-3 dB通帶帶寬,符合設計預期。

(a)電路板實物

(b)實測的S參數

2.2 磁耦合通信系統的信號測量

對于頻域的解耦測試,硬件實驗平臺如圖15所示。傳能模塊輸入48 V,輸出12 V/1.2 A,傳能耦合距離為40 mm,通信耦合距離為30 mm。開啟負載和電源后,采用頻譜儀在通信鏈路射頻端口檢測167 kHz附近的干擾譜。

圖15 硬件實驗平臺Fig.15 Hardware experiment platform

DD線圈(藍線)和DD線圈加載濾波饋電網絡后(橙線)的傳能信號接收譜,如圖16所示。在DD線圈測試時,為了保護儀器,接入了30 dB大功率衰減器。可見在167 kHz頻點處DD線圈接收到的實際干擾功率譜密度為5 dBm/Hz,當加入濾波饋電網絡后在167 kHz頻點處通信線圈接收到的干擾為-80 dBm/Hz。測試表明,該解耦天線系統相比DD線圈天線對傳能信號提高了85 dB的抑制能力,進一步說明濾波網絡的設計對解耦需求的重要性,這對于提升通信鏈路傳輸性能也具有重要意義。

圖16 磁耦合通信鏈路接收到的傳能信號譜Fig.16 Power transmission signal spectrum received by magnetic coupling communication link

3 結束語

本文基于DD線圈和二階諧振網絡理論,完成了天線與濾波饋電網絡協同設計;給出了耦合系數及其饋電網絡外部品質因數對帶寬的影響,實現了磁耦合無線電能、數據協同傳輸的強低頻傳能信號和弱高頻通信信號在空域和頻域的解耦,提升了通信鏈路的抗干擾能力。測試表明,在傳能頻點處提升了85 dB的抑制能力,在中心頻率14.8 MHz處不僅擴展了通信帶寬、還增強了帶外抑制能力,說明本文采用的設計方法是可行且有效的。