一種基于雙通道非線性反饋架構的模擬域功率放大器線性化技術

全 欣 張夢瑤 劉 簡 蒲云逸 劉 穎 邵士海 唐友喜

①(西南交通大學信息科學與技術學院 成都 611756)

②(電子科技大學通信抗干擾全國重點實驗室 成都 611731)

1 引言

第5代通信(Fifth Generation, 5G)作為現代信息傳輸技術的核心之一，已經得到了廣泛的應用[1]。隨著智能設備的空前增長和物聯網網絡的快速擴展，對5G基站低成本、小體積、高效率的需求更加迫切[1,2]。功率放大器(Power Amplifier, PA)作為影響基站效率和線性度的主要器件，在發射信號為非恒包絡信號且峰均比(Peak to Average Power Ratio, PAPR)較高時，容易工作在非線性區甚至飽和區附近，從而使得產生非線性失真，導致使帶內信噪比和鄰道功率泄露比(Adjacent Channel Leakage Ratio, ACLR)惡化[3]。

為了兼顧效率和線性度，通常使用線性化技術替代功率回退方法改善PA的線性度，如預失真[4-6]、前饋[7]和反饋[8,9]。預失真技術通過構建一個與PA非線性失真特性相反的預失真器置于PA之前，使信號通過兩者的級聯系統之后得到線性放大，根據預失真器構建方式的不同分為數字預失真(Digital Pre-Distortion, DPD)和模擬預失真(Analog Pre-Distortion, APD)。前饋技術[7]通過構建兩個模擬環路來提取PA的非線性分量，并在輸出端將這部分非線性分量減去，以實現PA的線性化。反饋技術則通過將輸出信號的一部分反饋至輸入端，實現非線性的抑制[10,11]，如射頻反饋、笛卡爾反饋[12]等。

然而，在越來越復雜通信場景中，傳統線性化技術的應用和部署存在一些限制。在數字域的線性化技術中，DPD技術已有了規模化的應用，但是由于受到一個高性能射頻到基帶的模數反饋通道(包括混頻器、射頻濾波器、模數轉換器等)的限制，其復雜度和成本較高。比如，在射頻拉遠場景中，基帶處理單元與射頻單元距離較遠，難以建立有效的“射頻-基帶”DPD反饋環路；在大規模陣列天線的發射場景中[13]，若對每個PA單元都進行采樣觀測，將會大幅度增加觀測通道的數量，進而導致復雜度大幅提高。

目前也有許多研究中討論了射頻域的PA非線性失真抑制方法。例如，文獻[13]針對Ku波段而設計的APD線性化器中，改進了傳統的APD中使用的矢量調制器(VM)和移相器(PS)結構，而是使用線性PA和一個rat-race耦合器來產生互調失真分量，并在模擬域與PA輸出的非線性部分進行抵消以實現非線性的抑制。文獻[14]在前饋線性化器中，也需要利用信號抵消環路提取功放產生的失真分量實現非線性抵消，但前饋技術由于非線性失真的抵消在PA輸出端進行，會產生額外的射頻輸出損耗。同時，PA輸出端功率通常較大，降低了系統的功率利用效率。文獻[15]在反饋線性化器中，僅對功放非線性失真進行反饋，保證功放增益不受反饋影響，而且通過結合非線性失真的提取和反饋技術的方式來進行功放線性化，具有結構簡單，便于與功放集成的優點，并且能夠避免前述DPD和前饋方法存在的問題。然而，其主要問題是存在時延導致反饋信號處于滯后狀態，在寬帶信號場景下性能受限，因此需要研究一種能提升反饋線性化技術性能的方法。

針對上述問題，本文提出一種基于雙通道非線性反饋架構的模擬域PA線性化方法，以有效抑制PA的非線性失真，改善信號ACLR。在該架構中，首先利用非線性提取環路提取PA產生的非線性分量；然后利用具有兩條獨立反饋通道的反饋調整環路，將非線性分量調整后反饋至輸入端。通過提出的反饋通道參數配置方法來設計通道的幅度、相位和時延參數，可以使反饋環路呈現2階Delta-Sigma結構[16]的形式。此時反饋環路具有對指定頻點的失真進行抑制的傳遞函數，通過調整反饋通道參數可以實現對不同頻點的非線性失真抑制。所提方法與傳統反饋線性化技術相比，在寬帶信號條件下具有更好的非線性抑制性能；與前饋線性化技術相比，誤差放大器僅需要將失真信號放大到PA輸入信號水平，不僅提升了效率，而且不存在延時引起的射頻輸出損耗。最后，本文給出了一個基于商用芯片的實驗設計案例，驗證了此架構的有效性。

本文所提模擬域線性化方法可以降低放大器非線性失真，并與DPD技術相配合進一步改善線性度。結合芯片化技術，可以射頻功率放大器一體集成，支撐大規模陣列天線技術。同時也可以結合同時同頻全雙工技術、FDD技術，以改善帶外泄露指標，助力使能帶外頻率高效率復用。

2 系統架構與仿真

本文提出的雙通道非線性反饋架構如圖1所示。該架構由非線性提取環路和反饋調整環路組成。

圖1 雙通道非線性反饋架構

在非線性提取環路中，由耦合器提取的PA輸出信號y(t) 減去輸入信號x(t)得到非線性失真信號e(t)。兩信號相減前需要進行幅度、相位、時延的調節，以完成功率和時延的匹配，并需要通過相位調節使兩信號到達合路器時具有 π弧度的相位差，以使兩信號的線性部分反相，實現線性信號的抵消，得到非線性失真信號e(t)。

在反饋調整環路中，對失真信號e(t)進行調整，產生非線性抵消信號c(t)。所提出的雙通道反饋架構區別于傳統直接反饋架構，由功分器產生兩條獨立反饋通道，分別對失真信號e(t)進行不同的幅度、延時和相位控制，然后合并為非線性抵消信號c(t) 。最后，令非線性抵消信號c(t)通過合路器與原輸入信號s(t)疊加，得到預失真后的信號，以補償發射機的非線性。

本文提出的雙通道非線性反饋架構通過對反饋通道參數的控制來實現對PA的非線性抑制，下面對原理進行推導和分析。采用無記憶多項式模型來表示PA的非線性失真[17,18]，為了簡單起見，將所有無記憶非線性項視為一個整體，以i(t)表示，在t時刻功放的輸出可以表示為

其中，τPA表示PA傳輸時延，gPA表示PA增益系數。

在非線性提取環路中，PA的輸入和輸出信號經過校準后在合路器處相減，得到非線性失真信號e(t) 。假設線性信號的抵消足夠理想，則e(t)中只包含PA產生的非線性分量和噪聲，那么可以得到

其中，τi和gi分別表示非線性提取環路的時延和幅度因子。

在反饋調整環路中，非線性失真信號e(t)被分

對式(6)進行Z變換分析，可以得到

式(11)和式(12)展示了本文所提雙通道反饋架構對非線性失真傳遞函數為零時，通過調整反饋系數ge1與反饋時延τ、失真抑制頻點f的關系，使傳遞函數H(z)的零點落在單位圓上，此時非線性失真部分對應幅頻響應曲線處于谷值，實現強陷波[19]，從而能夠達到抑制非線性失真的效果。故在已知目標信號失真抑制頻點的情況下，可以通過本文所給出的反饋環路參數控制方法，調整反饋通道參數，實現不同頻點下非線性失真的靈活抑制。

為了驗證反饋時延τ對所提架構失真抑制性能的影響，引入寬帶高斯白噪聲作為抑制對象，以反饋時延τ為自變量，以對780 MHz為中心頻點的40 MHz帶寬內白噪聲的抑制性能為目標，利用Simulink平臺進行仿真，結果如圖2所示。

圖2 40 MHz帶寬內白噪聲抑制性能隨反饋時延變化曲線

當本文所提架構的雙通道只使用短延時通道時，即退化為傳統非線性單反饋架構[9]。圖2為本文所提架構與僅有1條反饋支路的失真反饋架構，對以780 MHz為中心頻點的40 MHz帶寬內白噪聲抑制性能隨反饋時延變化曲線的對比圖。從圖2可以看出，隨著反饋時延τ的增加，所提架構和傳統單反饋架構對白噪聲的抑制性能都在逐漸下降。在反饋時延對應目標頻點處相移為 π , 2π , 3π , 4π,5ππ···時，白噪聲的抑制性能達到峰值，此時反饋的失真信號在目標頻點處與產生的非線性失真信號相位正好反相，因此抵消性能較好。所提架構在反饋時延較低的情況下要比傳統單反饋架構的性能多出兩倍左右，例如反饋時延為3.21 ns時，所提架構對帶內噪聲的抑制能力為24 dB，而傳統單反饋架構只有11 dB。

式(12)指出，所提架構可以通過調節反饋通道參數來實現不同頻點f下非線性失真的靈活抑制。例如，當延時τ確定的情況下，通過設置反饋系數gel，來實現不同頻點的抑制效果；也可以通過固定反饋系數，調整反饋延時τ來改變非線性抑制的中心頻點。當我們設置反饋系數gel=1,ge2=2，仿真所提架構分別對824 MHz, 778 MHz和737 MHz 3個頻點的白噪聲抑制效果，仿真結果如圖3所示。

圖3 所提架構對3個不同頻點的白噪聲抑制效果

圖3驗證了所提架構對失真抑制頻點的可調特性。利用這一點，可以實現針對性的抑制PA非線性失真或鄰道的非線性失真。

綜上所述，本文提出的雙通道失真反饋架構可以用于抑制PA的非線性失真，通過對反饋通道參數進行配置，可以對非線性失真有選擇性地抑制，有效減少目標頻段的鄰道泄露。

3 實驗環境與結果

為了驗證所提架構的性能，按照圖1所示架構，設計射頻電路如圖4所示。在硬件架構設計中，使用Wolfspeed公司的氮化鎵晶體管芯片CMPA006 0002F為主功率放大器，該放大器芯片的工作頻段為20 MHz～6.0 GHz，增益為17 dB，飽和輸出功率為2 W，是一種典型的商用化芯片。我們采用了一系列壓控分離器件對PA進行非線性失真提取、反饋幅度相調整。我們采用優利特的UTP3305直流穩壓電源進行供電；采用R&S公司的矢量信號發生器SMJ100A來提供實驗所需的寬帶調制、單音掃頻等信號；采用了是德科技的頻譜分析儀N9010A來評估非線性抑制指標；采用矢量網絡分析儀E5071C和ZNB8來測試各個模塊的端口特性與各支路的延時和相位變化。

圖4 PA非線性抑制平臺硬件架構

針對3GPP 38.104標準中規定的新無線電工作頻段n28[20]的頻分雙工(FDD)典型應用場景，我們選用中心頻率780 MHz，帶寬40 MHz的信號來進行實驗。該頻段中上行頻段為703～748 MHz，下行頻段為758～803 MHz 。通過改善帶外泄露指標，可以降低FDD的發射對接收的影響，從而可以降低移動通信基站設備雙工器指標需求。

非線性抑制平臺硬件架構的關鍵部件型號參數如表1所示。由于該實驗采用分離器件來搭建非線性提取支路和反饋幅相調整支路，導致整個環路在抑制中心頻率為780 MHz的主信道時，最小反饋延時達到了6.2 ns；抑制中心頻率為740 MHz的鄰信道時，最小反饋延時約5.4 ns(二者最小延時的差異由表1中移相器引入，實驗過程中通過調節衰減器和移相器來改變非線性抑制中心頻點，因此導致延時也發生變化)。雖然如此大的延時會對線性化性能產生影響，但依然可以驗證該架構的有效性。

表1 鏈路器件選型表

本文中的時延可以通過矢量網絡分析儀進行測試。由矢量網絡分析儀發射一個信號作為整個架構的輸入信號，分析儀的另一個端口連接需要測試的鏈路輸出端。完成矢網校準后將矢網設置測試時延模式，調整矢網輸入信號的功率，使輸出功率約為0 dBm，就可以測得反饋回路中短延時通道的時延。需要注意的是，在測試反饋環路的時延時，應該斷開非線性提取回路中合路器的任一輸入信號，此時測量的結果相對準確，選擇斷開任一通路的測量結果在誤差范圍內。

通過矢量信號發生器產生寬帶高斯白噪聲，在不同反饋時延條件下對寬帶高斯白噪聲進行抑制，仿真結果如圖5所示。可以看出，隨著反饋時延增加，該架構對寬帶高斯白噪聲的抑制性能逐漸降低。

圖5 所提架構對寬帶高斯白噪聲的抑制效果

利用矢量信號發生器產生ACLR為-50 dBc的40 MHz寬帶信號對該架構的線性化性能進行評估，仿真結果如圖6所示。分別選取主信道和左鄰道為陷波中心，通過調節兩條反饋通道參數使ACLR在各自鏈路狀態下達到最小，得到的結果如表2所示。可以看出，在進行非線性校正之前，ACLR為-35 dBc，經校正，ACLR降低為-41 dBc，改善了6 dB左右。即使反饋時延為6.2 ns，該架構依然可以提供一定的線性化能力。保持同樣的發射信號，調整反饋通道參數只對740 MHz頻點進行單邊帶校正，此時由于調整了反饋環路上的移相器，調整后的環路的時延變為5.4 ns，此時ACLR降低為-46 dBc，提供了約11 dB的改善。測試表明，該架構可以實現不同頻點的非線性校正，可以針對性地改善發射頻段某鄰道內的非線性干擾。

表2 雙反饋功放非線性抑制實驗結果

圖6 所提架構對40 MHz帶寬輸入信號的非線性校正效果

4 結論

本文提出了一種低復雜度的模擬域雙通道非線性反饋架構，用于抑制PA的非線性失真。所提出的架構中，包含一個非線性提取環路，用于提取PA輸出中的非線性失真信號；以及一個包含兩條獨立的反饋通道的反饋調整環路。通過根據失真抑制目標頻點，調整非線性失真信號的幅度、時延和相位，疊加至系統輸入端，完成預失真，實現非線性的抑制。實驗結果表明，通過調整合適的延時和幅相參數，本模擬域雙通道非線性反饋架構可以將信號的ACLR改善6 dB左右；當僅進行單邊帶校正時，可以將信號ACLR改善11 dB左右。因此，該架構可以通過配置反饋通道參數，實現不同頻點的非線性校正。