儲能雙向DC-DC變換器及其輕載控制策略研究

李子璠,楊少波,魏 坤,胡雪凱,王 磊,張潤濤

(1.國網河北省電力有限公司電力科學研究院,河北 石家莊 050021;2.國網河北省電力有限公司,河北 石家莊 050022)

0 引言

在新能源發電系統中,儲能系統(Energy Storage System,ESS)的應用可以有效平抑電壓波動,減少負荷和機組出力變化對電力系統的影響[1-2]。通常情況下,儲能單元的直流母線電壓等級為700 V 以上[3],如圖1所示。在儲能變流器中,開關器件的成本是決定整個功率變換器成本的主要因素之一,且電壓應力直接影響到儲能單元后級變換器的成本和整個功率變換系統(Power Conversion System,PCS)的可靠性[3],然而,隨著IGBT 和MOSFET 器件漏源電壓等級的增加,其成本會成倍增加,進而增加整個PCS 系統的成本,并對電能變換器性能的相關參數產生不利影響。隨著功率器件耐壓等級提高,等效串聯寄生電阻Ron、輸出結電容Cjo等寄生參數會有相應增加,影響開關器件開通與關斷過程,對變流器的高頻開關性能產生不利[3-6],結合儲能變流器高效、高功率密度、低電壓應力的發展趨勢,亟需對可實現穩定高效的雙向變流的低電壓應力拓撲進行研究,拓展高頻功率變換器在儲能及新能源發電系統中的應用。

為了在承受較低電壓應力的同時保持變換器效率,部分方案中提出并應用了諧振三電平拓撲[5-7],使功率器件兩端電壓降低為輸入電壓的一半,大大拓寬了功率器件的選擇范圍,現階段主流商用MOSFET 的耐壓可分為600 V 和1 200 V,1 200 V電壓等級的功率器件其成本和參數較前者成倍增長,而通過應用三電平功率變換器,耐壓600 V 的功率器件可應用于直流側電壓等級在1 k V 左右的場景下,從而降低了器件的成本,并提升了功率器件在相同電壓等級下的可靠性[7]。第三代寬帶禁帶(Wide Band Gap,WBG)半導體開關器件SiC 和Ga N 具有優于傳統硅基IGBT 或MOSFET 的性能,WBG 器件的應用也是近年來電能變換領域研究的熱點,600 V 商用氮化鎵(Gallium Nitride,Ga N)高電子遷移率晶體管(High Electron Mobility Transistor,HEMT)的出現使得中壓功率變換器可以采用更高的開關頻率[8],使傳統變流器功率密度和集成度的進一步提升成為可能。

根據變流器中應用的功率器件種類,三電平變換器拓撲可分為有源鉗位型和無源鉗位兩種,其中應用二極管進行鉗位的為二極管中性點鉗位(Diode Neutral Point Clamped,DNPC)拓撲,由MOSFET 和IGBT 等全控型有源器件鉗位稱為有源中性點鉗位(Active Neutral Point Clamped,ANPC)拓撲,兩個裂相電容的平衡也是中性點鉗位(Neutral Point Clamped,NPC)三電平變換器的研究焦點之一[9-11],其中文獻[9]中增加了飛跨電容來實現橋臂中點電壓的平衡,但平衡效果受負載條件的限制。從器件角度來說,增加飛跨電容元件雖然能一定程度上解決中點電壓平衡的問題,但由于電容器件的可靠性相對于其他元件較低,同時冗余元件的存在不利于變換器功率密度提升,而有源設計也會增加變換器控制的復雜性,增加控制器成本,如何在不使用附加電容元件的前提下,實現可靠、易實現的中點電壓平衡有重要應用價值。

為了提高功率變換器的功率密度和集成度,提升變換器工作時的開關頻率是一種可行方案[12],文獻[13]采用單端諧振技術實現器件的零電壓開通(Zero Voltage Switching,ZVS),以降低高頻工作模式下的開關損耗。文獻[14]利用高頻隔離變壓器的漏感參與諧振過程,解決了寄生電感帶來的過電壓問題,并減少了獨立磁性元件的數量,實現了阻抗匹配。隨著開關頻率的提升,變換器的開關損耗在總損耗中的占比大幅度提升,無法按照低頻下的硬開關工作模式來進行設計,功率器件的可靠ZVS變得十分重要,現階段的高頻變換器應用諧振實現軟開關,但由于軟開關條件與電感電流關聯,ZVS效果與負載聯系緊密,傳統諧振拓撲無法保證輕載或極輕載條件下的可靠ZVS,為了保證軟開關使得高頻變換器負載范圍變窄,降低了變換器工作的可靠性和高效性。文獻[15]中提出了改進模型的預測控制,拓寬了高頻變換器的負載范圍,但仍存在ZVS 失效風險,這是在多個研究中被忽視的問題。

本文設計了一種不附加電容元件的雙向三電平拓撲結構,利用蓄電池的電容特性和電池管理系統(Battery Management System,BMS)來平衡直流側裂相電容中點電壓,在儲能側采用三電平逆變拓撲降低開關器件的電壓應力,直流母線側采用全橋拓撲降低器件數量,簡化控制方法,并應用ON/OFF混合控制改善了輕載條件下的軟開關失效,提升了變換器整機的效率,拓寬了變換器的負載范圍。

1 DNPC-DAB結構與分析

三電平中性點鉗位雙有源橋換流器(Diode Neutral Point Clamped Dual Active Bridge,DNPC-DAB)變換器如圖2 所示,由改進的三電平DNPC逆變拓撲、阻抗匹配環節、高頻隔離變壓器、全橋整流環節組成,輸入端由儲能系統中的兩個獨立電池組單元串聯組成。在典型儲能系統應用場景下,其直流側每個電池單元的電壓為350 V。在儲能側的NPC逆變拓撲中共包含8個主開關器件S1～S8,C1～C8為對應開關器件兩端的等效輸出電容,左側橋臂中點a和右側橋臂中點b之間由LC諧振阻抗匹配環節和高頻變壓器的原邊繞阻構成,諧振阻抗匹配環節由諧振電感Lr、諧振電容Cr、高頻隔離變壓器的漏電感Llk構成。DNPC-DAB二次側包含4 個功率器件S9～S12,C9～C12為對應開關器件兩端的等效輸出電容,圖2中的開關器件均選用增強型GaN HEMT。

圖2 三電平DNPC-DAB拓撲結構

為了闡明所設計拓撲的工作原理,選取放電工作模式為例,對拓撲的工作模態進行了詳細的劃分和描述。為了簡化分析過程,作出如下理想化假設。

1)所有功率器件導通時內阻為零;

2)所有功率器件的輸出電容相等;

3)假設直流側和負載側為穩定直流;

4)儲能側電池的電壓相等,Vb1=Vb2=Vb。

放電工作模式下電壓、電流的穩態波形如圖圖3所示,規定電感電流正方向為從左側橋臂中點a流向右側橋臂中點b。

圖3 三電平DNPC-DAB穩態波形

第1階段(t0,t1):設t0為初始時刻,如圖4所示。在t0時刻,變換器處于諧振的正半周期,S1和S2,S7和S8被觸發開通,能量通過變壓器從一次側傳遞到二次側,電池組向直流母線放電。

圖4 三電平DNPC-DAB的工作模態

階段2(t1,t2):t1時,S1和S8的驅動信號Vgs1和Vgs8的下降沿到來,S1關斷,電感電流向S1和S8的結電容C1和C8充電,C3～C6以同樣的方式充電,C1的電壓從0 V 開始升高,當C1兩端的電壓達到400 V 時,進入下一階段。

此階段中C3和C6的放電電流為idsc,C1的充電電流為iC1,考慮到在續流時的電感電流值iLr可視為一個定值,如圖3所示,其大小可表示為

聯立式(1)、式(2)可得

式中:Lequ為諧振腔歸算至原邊的等效電感,其值與Lm、Lr和Llk相關;Lr為諧振電感的值;Lm為勵磁電感的值;Llk為歸算至副邊漏感的值;fs為開關頻率;D1為開關器件S1的占空;Vb為電池組單元電壓;PL為負載功率;n為DAB 中高頻變壓器T 的變比;VDC為輸出端口直流母線的值;Vin為輸入電壓;Req為輸出端口的等效阻抗值;iLr為流過諧振電感Lr的電流值。

為確保此時的諧振電流能夠將C5和C6、C3和C6完全放電至0,可以得到t1～2的解析表達式

式中:QC1為電容C1中的電荷量;C1為開關器件S1兩端等效輸出電容的容值;t1～2為諧振區間的最小長度。

階段3(t2,t3):在t2時刻,C1的電壓超過2Vb,鉗位二極管D1導通,電流通過D1和S2續流,a點的電壓被鉗位在0 V,電感電流通過D1、S2和S7、D4構成續流環路,二次側電流減小,剩余電流給輸出電容C9、C12充電,維持直流母線側的電壓。

階段4(t3,t4):在t3時刻,二次側電流過零,S9和S12的零電流開關(Zero Current Switching,ZCS)條件達成,負載電流由直流母線側的輸出電容維持。為了實現ZCS,階段4的長度應滿足

階段5(t4,t5):在t4時刻,S2的驅動信號VgS2的下降沿到來,S2關斷,S2和S12實現ZCS,電感電流使C2和C7充電,C3～C6放電,之后a點電壓過零變成負值,二次側完成換流。電感電流向C2和C7充電,其端電壓從0 V 上升到Vb后,S3和S4、S5和S6的電壓達到0 V,諧振腔進入諧振的負半周期。需要注意的是,t4～5為寄生電容放電所需時間,為了保證S3、S4、S5和S6能可靠實現軟開關ZVS,t4～5的大小應滿足

階段6(t5,t6):在t5時刻之前,S3、S4、S5和S6漏源極之間的電壓過零,由于儲能側高頻變壓器T 等效勵磁電感Lm的存在,器件的反向并聯二極管導通(GaN 器件的內部二維電子氣),提供續流路徑,S3、S4、S5和S6被反向并聯二極管鉗位,達成ZVS條件。

階段7(t6,t7):S3、S4、S5和S6的驅動信號上升沿到來,功率器件在ZVS 條件下被開通,電路進入下一個對稱周期。由于DNPC-DAB 在充電狀態的工作原理與放電狀態類似,在此不再贅述。

從式(5)、(6)和(7)中可以看出,死區中留給充放電時間的邊界條件和負載PL相關,當負載減小時,所需放電時間增加,ZVS 條件變得更加嚴格,這也是輕載時軟開關失效的主要原因。本文所設計的DNPC-DAB 諧振變換器為了解決輕載軟開關失效問題,應用混合控制策略,輕載時采用ON/OFF控制來解決輸出電壓升高和ZVS失效的問題。

2 DNPC-DAB諧振參數設計

DNPC-DAB諧振腔中的諧振元件有Lr、Cr、Lm,諧振參數取值與功率器件等效輸出電容Cjo、漏電感Llk、品質因數Q、額定電壓增益GN、諧振頻率fr、開關頻率fs有關,如式(8)—(10)所示:

DNPC-DAB 變換器從輸入端口到輸出端口的增益如式(9)所示,可以看出Vo到Vin的增益與頻率和負載條件有關,與LLC諧振變換器類似。

為了確定DNPC-DAB中的諧振元件參數值,其實際電壓增益G在不同品質因數Q值下的取值為

式中:fn為實際開關頻率向額定開關頻率的歸一化之后的值,其值等于實際開關頻率和額定開關頻率之比。

為了確定DNPC-DAB中的諧振元件參數值,其實際電壓增益G在不同品質因數Q值下的取值為了適應寬負載范圍,要求增益寬范圍可調,選取Q=0.4,結合式(8)和式(10),即可確定諧振元件的初始值,曲線如圖5所示。為提高DAB變換器的功率密度,利用諧振電感吸收變壓器漏感,使漏感參與諧振,在圖2中向變壓器副邊歸一化為Llk,可得

圖5 不同Q 值下的增益G N 曲線

式中:Lreq為變壓器原邊等效諧振電感值。

式(3)、式(5)中給出了t1～2、t4～5時間長度的關系,為得到諧振元件參數的解析結果,在ZVS條件限制下,其參數的臨界值可由式(13)和(14)得到

式中:Ts為開關周期,其值為開關頻率fs的倒數。

在式(14)中,不等式號左側的變量都是未知的,由于t1～2、t3～4和t4～5都與D1有關,只要聯立式(5)、(6)、(7)、(13)和(14),就可以解得D1和D2,得到ZVS限制下占空比參數的初始值。

在具體設計實例中,首先需要確定開關頻率,該數值一般在設計之初根據所需功率密度具體應用場合的需求確定;然后根據實際負載工況確定變換器的負載范圍,依據圖5選取對應增益區間的曲線,以取得適合品質因數Q值;取得Q值后,設計諧振參數的初始值,諧振元件的最終數值可在仿真中根據實際ZVS效果進行調整;取得諧振元件參數初值始后,可根據式(5)、(6)、(7)、(13)和(14)確定D1和D2的初始值,D1為三電平逆變拓撲的S1、S4、S5和S8的驅動信號的占空比,D2為S2、S3、S6和S7的驅動信號的占空比,在仿真中輕載工況下進行微調可得其參數終值,最后根據電壓紋波和電能質量要求選取ON/OFF 控制的使能頻率。正常工作時,變換器按預設參數工作在移相控制下,當進入輕載工況后,寫入預設的D1和D2,進入ON/OFF 控制模式,在ON 階段,預設參數可實現軟開關,OFF 階段開關器件驅動被閉鎖,不產生開關損耗,可通過調制ON 階段的占比值(使能占空比)以穩定輸出電壓。

3 聯合儲能BMS的直流側均壓方案

考慮可再生能源站儲能應用的實際運行環境,本文DNPC-DAB雙向變流器的電池側采用兩個獨立的鋰離子電池單元,均壓方案由BMS電池單元控制系統來實現正負母線電容電壓平衡,如圖6所示。電壓監測系統用于調節電池單元B1和B2之間的電壓,采樣端口用于對Vb1和Vb2的電壓進行采樣,輸出信號傳遞給BMS控制系統進行電池均壓。

圖6 DNPC儲能側電壓平衡方案

其中儲能電池模塊B1和B2單元依靠獨立的BMS系統控制其均壓,在實際充放電過程中,主控系統可根據其荷電狀態(State of Charge,SoC)值的實際大小調制流入儲能單元中的功率,從而保證后級DNPC三電平逆變輸入環節里裂相電容電壓的平衡。

為了使儲能系統在寬負載范圍中均能表現出良好的效率適應負載變化,必須保證變換器能在寬負載范圍內實現ZVS,確保儲能系統能量變換效率,本文中的控制方案在傳統移相控制和輕載條件下,結合高頻ON/OFF控制思想對變換器進行控制,采用移相+ON/OFF 控制的ON/OFF混合控制,在輕載條件下進入ON/OFF 控制模式,ON 階段下控制器采用預設的ZVS參數,OFF階段閉鎖驅動信號,以保證控制的魯棒性和軟開關的可靠性。

4 仿真建模與結果分析

本節將給出仿真結果并分析實驗結果,DNPC-DAB的電路模型采用LTspice搭建,功率器件模型采用適用于高頻條件的高精度Spice模型,模型元件類型和參數取值見表1。

表1 仿真模型中元件參數取值

為了模擬雙向工作條件,規定放電工作模式方向為正,充電模式方向為負,分別在LTSpice中對這兩種工作模式進行測試,以驗證所提控制策略和電路工作原理的有效性。充電和放電工作模式下的仿真模型分別如圖7和圖8所示,模型的功率流向在圖中用藍色箭頭標記。

圖7 充電狀態DNPC-DAB仿真模型

圖8 放電狀態DNPC-DAB仿真模型

為驗證軟開關設計的有效性,本文采用對比驗證的方法,圖9為20%額定負載放電工況的傳統斬波控制下變換器拓撲的電壓和電流波形,可以看出儲能側的開關器件無法保證可靠實現軟開關,由于其死區時間和電感電流大小不符合ZVS調節,其漏源極電壓Vds未在驅動Vgs的上升沿到達前未諧振至0,未進入續流狀態,S1、S2開關管出現硬開關,導致直流母線側二極管電流出現振蕩,降低了變換器效率,增加了實際工作中的散熱壓力,降低了整機可靠性。

圖9 傳統控制策略下DNPC-DAB中電壓/電流波形

為驗證所設計拓撲的ZVS性能,在20%額定負載工況進行測試。充電狀態下DNPC-DAB 模型中原邊的開關器件S1和S2及二次側開關器件S9的ZVS波形如圖10所示,可以看出,S1漏源極兩端的電壓Vds1在其驅動Vgs1的上升沿到來前即下降至0,實現了軟開關,S2和S9也同樣保持了可靠ZVS。

圖10 充電狀態下DNPC-DAB的ZVS波形

放電狀態下DNPC-DAB 模型中S1和S2及S9的ZVS波形如圖11所示,放電狀態下S1漏源極兩端的電壓Vds1在其驅動Vgs1的上升沿到來前即下降至0,S2和S9也同樣保持了可靠ZVS。

圖11 放電狀態下DNPC-DAB的ZVS波形

圖12為ON/OFF 控制策略下,放電模式中S1的驅動信號Vgs1和直流母線側輸出電壓Vo的電壓紋波,可以看出在輕載工況下二次側實現了可靠穩壓,電壓紋波滿足要求。

圖12 ON/OFF控制下直流母線側輸出電壓的電壓紋波

5 結論

本文面向新能源及儲能電站中700/400 V 儲能變流器應用,提出了一種應用于中、高壓大功率儲能系統中的三電平雙向DC-DC 變換器及其輕載控制策略。設計的三電平拓撲利用BMS控制來實現直流側正負母線電容的均壓,未增加額外電容器件。本文對拓撲的具體工作模態進行了劃分,推導和討論了諧振參數和控制參數,結合ON/OFF控制對變流器控制策略進行了改進,在輕載工況下仍能可靠實現軟開關,拓寬了變換器工作范圍,在Simulink中對改進的控制策略進行了建模,最后在LTspice中建立了額定功率為1 k W 的DNPC-DAB高頻變換器的精確模型。仿真結果表明,在雙向工作模式下,所提儲能變流器拓撲中所有開關都能可靠實現ZVS,證明了所提拓撲和控制策略的有效性。

本文所提的儲能變流器相關技術在河北省南部電網“縣-鄉-村”三級新型電力系統示范工程進行了應用,保障了示范工程中儲能系統的安全高效運行。