一種低功耗高性能AB類運算放大器的設計

鄭慧臻,王科平,謝 生

(天津大學 微電子學院,天津 300072)

物聯網系統對低功耗有著極高的需求,隨著物聯網技術的興起和CMOS工藝技術的進步,降低電路系統的功耗成為了當前主要的研究方向[1-3]。運算放大器作為模擬電路和數模混合電路中的基礎模塊,其性能直接決定了整個電路系統的性能[4]。因此功耗的降低不能以犧牲運算放大器的性能為代價,如何在低功耗電路的設計中保持運算放大器的高性能成為了當前研究的難點。

AB類放大器的動態電流可以不受其靜態電流的限制[5],因此可以在實現低功耗前提下實現高的動態電流,從而實現高性能[6-11]。AB類放大器的這一特性使其在低功耗應用中受到了較大的關注,目前已經提出了多種AB類放大器技術。折疊共源共柵AB類放大器可以實現很高的直流增益和增益帶寬積(gain-bandwidth product,GBW)[12-15],但是共源共柵晶體管的存在,限制了輸出范圍和轉換速率(slew rate,SR)的提升。一種叫做超級AB類運算放大器的電路備受關注[5,16-17],其輸出級的動態電流與輸入電壓的4次方成正比,因此可以實現很高的轉換速率,同時輸出級沒有用到共源共柵晶體管,因此可以實現較高的輸出范圍,但是其電路的等效跨導較低,因此限制了直流增益和增益帶寬積的提高。綜上,目前已有的AB類放大器很難同時實現較高的大信號性能和小信號性能。

本文提出了一種改進型的超級AB類運算放大器,提出了基于差分對的電流復用技術,該技術將輸入晶體管產生的偏置電流再次利用,提高了電路的輸出電流,從而解決了傳統的超級AB類放大器增益帶寬積和直流增益較低的問題。輸入晶體管的偏置電流使用了自適應偏置電路,其偏置電流隨差模電壓的增大而增大,實現了低的靜態電流和高的動態電流,因此放大器工作在AB類。局部共模反饋技術的使用同樣提高了動態電流。整體電路將上述3種技術結合,提高了運算放大器的轉換速率、增益帶寬積和直流增益。

1 電路結構及關鍵電路分析

本文提出的電路結構框圖如圖1所示,與傳統的運算放大器相比,本文用自適應的偏置電流源取代了輸入差動對中傳統的固定尾電流源。晶體管M2A、M2B、M3A和M3B尺寸相同,因此實現了電流的復制。同時電流復用電路和局部共模反饋電路進一步提高了轉換速率、增益帶寬積和直流增益。電路在不需要額外補償電路的前提下便可以實現足夠的相位裕度。接下來對關鍵的電路模塊進行分析。

圖1 電路結構框圖

1.1 自適應偏置電路

本文設計的自適應偏置電路在輸入電壓只有共模電壓時提供很低的偏置電流,而存在差模輸入電壓時,其偏置電流可以隨差模電壓的提高而迅速增加。

兩個交叉耦合的電平移位器可以實現上述功能[5,16],如圖2(a)所示。當輸入差模電壓為零時,晶體管M1A和M1B的柵源電壓等于Vb,因此具有相同的靜態電流。如圖2(b)所示的翻轉電壓跟隨器(flipped voltage follower, FVF)可以實現電平移位的功能[18],其中M1A、M1B、M4A和M4B具有相同的尺寸,靜態時這4個晶體管具有相同的柵源電壓,因此M1A和M1B的靜態電流為IB1。

圖2 自適應偏置電路的實現

當輸入一個差模電壓Vid,則Vin+提高Vid/2,Vin-降低Vid/2,同時由于M4A和M4B的電平移位,M1B的源極提高Vid/2,M1A的源極降低Vid/2,因此M1A的柵源電壓VGS提高Vid,M1B的柵源電壓下降Vid。Vid越大,則輸入晶體管M1A和M1B的VGS變化越大,偏置電流變化越大。

當輸入的差模電壓為小信號vid時,M1A和M1B產生的小信號電流分別為i1A=gm1vid和i1B=-gm1vid,其中gm1表示晶體管M1A和M1B的跨導。小信號差模電流id為

id=i1A-i1B=2gm1vid

(1)

式(1)表明差分對的等效跨導為2gm1,與傳統的固定尾電流偏置的差分對相比,跨導提高了1倍。當輸入大信號電壓Vid時,晶體管M1A和M1B的漏電流分別為

(2)

(3)

式中:VGSQ為靜態時的柵源電壓,VTH為晶體管的閾值電壓,β=μnCOX(W/L)為晶體管的跨導系數,μn為載流子遷移率,COX為柵氧化層的單位面積電容,W和L分別為晶體管的寬度和長度,IB1為靜態電流。

從式(2)和式(3)可以看出,電流I1A和I1B不受靜態偏置電流IB1的限制。如果Vid是一個比較小的值,M1A和M1B依然工作在飽和區,則差分對的差模電流為

(4)

此時差模電流Id與差模電壓Vid成線性關系。但是如果Vid是一個比較大的正向電壓,則I1A將會急劇增大,I1B將會急劇減小,甚至接近0,M1B進入截止區,以至于I1A遠遠大于I1B,計算差模電流時可以忽略I1B的值,差模電流Id≈I1A,此時差模電流與差模電壓的平方成正比。同理,如果Vid是一個比較大的反向電壓,則可以忽略I1A的值,差模電流Id≈I1B。綜上所述,如果Vid比較小,則差模電流與差模電壓成線性關系;如果Vid比較大,則差模電流與差模電壓的平方成正比。I1A和I1B隨Vid變化的仿真結果如圖3所示,當Vid較小時,I1A和I1B隨Vid線性增加,當Vid較大時,I1A和I1B隨Vid的增加急劇增加,因此圖3的仿真結果驗證了本節的理論分析。

FVF的缺點是輸入電壓的范圍有限,如圖2(b)所示,如果輸入電壓Vin增大,則晶體管M4A和M4B的源極電壓會同時增大,導致其源漏電壓VDS4減小,如果Vin的值太大,會導致M4A和M4B進入線性區。為使晶體管都工作在飽和區,具體的輸入電壓范圍為

VGS4A+VDS5A,sat

(5)

式中VGsi和VDSi,sat分別為對應的晶體管的柵源電壓和過驅動電壓。因此Vin的大小為

Vinpp=VGS5A-VDS4A,sat-VDS5A,sat

(6)

為了擴大Vin的范圍,可以在M4A的漏極和M5A柵極之間添加一個電平移位器,如圖2(c)所示,M10A、M10B和電流源IB2構成的源跟隨器便可以實現電平移位的功能。Vin的范圍提高了VGS10A,因此輸入變為

Vinpp=VGS10A+VGS5A-VDS4A,sat-VDS5A,sat

(7)

為了實現較大的VGS10A,M10A可以通過選擇非常小的寬長比來擴大輸入范圍。

1.2 電流復用電路

在本文提出的電路中,輸入差分對產生的差模電流在到達輸出級之前,會由電流復用電路進行提高。

電流復用電路的圖解如圖4(a)所示,由1.1節可知I1A和I1B分別是M1A和M1B產生的電流。以左邊電路為例,電流復用電路以α的倍數復制電流I1B,之后對電流I1A進行分流產生新的電流Ip=I1A-αI1B。右邊電路同理,In=I1B-αI1A。電路的實現方法如圖4(b)所示,晶體管M6A和M6B會以λ的倍數復制M5A和M5B的電流。由于M1B的電流流經M5A,所以M6A的電流可以反映M1B電流的變化。同理,M6B的電流可以反映M1A電流的變化。

考慮一個小信號差分輸入電壓,M1B產生的小信號電流i1B會流經M5A,因此M5A的小信號電流i5A等于i1B。同理,M5B的小信號電流i5B等于i1A。此時α=λ,因此產生的小信號差模電流idn為

idn=ip-in=(1+α)(i1A-i1B)=(1+α)id

(8)

由式(8)可知,所提出的電流復用電路產生的小信號差模電流是傳統差分輸入對的1+α倍。因此電流復用電路可以提高小信號差模電流,從而提高電路的跨導。

對于大信號,當輸入一個比較大的正向差分輸入電壓時,I1A會急劇增大,其值遠遠大于靜態電流IB1,同時I1B會急劇減小,甚至接近0。此時流經M6A的電流值約為λIB1,遠遠小于I1A,因此Ip≈I1A。而I1B接近0,因此M6B將會進入線性區,In≈0,差模電流約等于I1A。同理,對于一個比較大的反向差分輸入電壓,差模電流約等于I1B。

在同樣的功耗和負載電容的情況下,有無電流復用電路的增益頻率響應的前仿真對比結果如圖5所示,由圖5可知,沒有電流復用電路的時候,增益帶寬積為1.65 MHz;有電流復用電路的時候,增益帶寬積為2.53 MHz。圖5表明電流復用電路可以顯著提高增益帶寬積和直流增益,驗證了本節的分析。

圖5 增益頻率響應的仿真

1.3 局部共模反饋電路

局部共模反饋電路對電流復用電路輸出的差模電流進一步處理,再次增大差模電流,最終到達輸出級,再次提高電路的大信號和小信號性能[19]。局部共模反饋電路如圖6(a)所示,M7A和M7B的柵極連接到共同的節點Z,然后通過電阻R1和R2連接到各自的漏極,其中R1=R2=R。

圖6 局部共模反饋電路

靜態情況下Ip=In=(1-2λ)IB1,沒有電流流過電阻R1和R2,因此VX=VY=VZ,M7A和M7B可以看成是二極管連接。考慮小信號差分輸入電流ip和in,圖6(b)顯示了局部共模反饋電路的小信號模型,其中gmi和roi分別表示相應晶體管Mi的跨導和輸出電阻,rin表示輸入電流源的電阻。節點Z兩側

的電路完全對稱,因此節點Z可以作為小信號地,即VZ=0。節點X和節點Y處的小信號電阻為

RX=RY=RX,Y=R‖ro7‖rin

(9)

其中ro7=ro7A=ro7B。iout+和iout-的表達式分別為gm8RX,Yip和gm8RX,Yin,并且gm8=gm8A=gm8B。因此局部共模反饋電路的電流增益為gm8RX,Y,可以通過提高R1和R2的阻值R來提升增益。

對于一個大信號輸入電流,忽略溝道長度調制效應,由于M7A和M7B的柵級相連,因此M7A和M7B的漏電流為共模電流Icm=(Ip+In)/2,流經R1和R2的電流IR=Idn/2=(Ip-In)/2為差模電流。此時X、Y和Z點的節點電壓為

(10)

如果輸入為正向的大信號電流,即Ip>In,則VX會有一個比較大的正向增大,流經M8A的電流Iout+變大為

(11)

其中β8為M8A和M8B的跨導系數。VY會有一個比較大的降低,導致流經M8B的電流Iout-比靜態時大大減小,導致M8B進入截止區。此時Iout=Iout+-Iout-≈Iout+。同理,如果輸入為反向的大信號電流,即Ip

(12)

VX會有一個比較大的降低,導致流經M8A的電流Iout+大大減小。此時Iout=Iout+-Iout-≈-Iout-。在式(11)中IR>0,在式(12)中-IR>0。因此可以將式(11)、(12)結合成Iout的通用公式:

(13)

當Ip>In,則Iout>0;當Ip

2 整體電路分析

電路的完整結構如圖7所示,下面對電路的小信號性能和大信號性能進行分析。

圖7 提出的AB類運算放大器

2.1 小信號分析

當在輸入端輸入一個小信號電壓vid時,在輸出端會產生小信號輸出電流iout,結合上一節對3個電路模塊的分析,可以得到輸出的小信號電流為

iout=iout+-iout-=2(1+α)gm1gm8RX,Yvid

(14)

因此電路的整體跨導為

(15)

并且電路的增益帶寬積GBW=Gm/(2πCL),直流增益Av=GmRout。由式(9)、(15)可知,可以通過提高電阻值R來提高電路的小信號性能。但是隨著R的增大,節點X和Y的寄生極點會降低,如果其寄生極點小于GBW,則會造成系統的不穩定。節點X和Y形成的極點為次主極點fnd,有

(16)

電路的相位裕度(phase margin,PM)由下式給出:

(17)

其中CX,Y≈CGS8+CGB8為節點X和Y的寄生電容。

式(17)為考慮了輸出主極點和次主極點的近似表達式,其他的極點由于分布在高頻,對電路的穩定性影響很小。在給定的負載電容和要求的相位裕度的情況下,式(17)可以幫助估算最大的RX,Y。為了保證系統的穩定性,R1和R2的阻值R要遠遠小于晶體管的輸出電阻ro,局部共模反饋電路的輸入電阻rin=ro3‖ro6,其中ro3=ro3A=ro3B,ro6=ro6A=ro6B,因此由式(9)可得出RX,Y≈R。

2.2 大信號分析

綜上,根據式(13),可以得到輸出電流Iout,從而得到轉換速率SR的表達式:

(18)

通過式(18)可以發現,SR與Vid的4次方成正比,這是由于自適應偏置電路和局部共模反饋電路的輸出都會對輸入進行平方關系的提升。所以隨著Vid的增加,Iout會迅速增加。SR還與晶體管的跨導系數β有關,可以通過提高晶體管的寬長比來提升SR,但是寬長比的增加會增加節點的寄生電容,因此在設計電路參數的時候應該折中考慮,在滿足穩定性的前提下,盡量增大SR。

3 版圖設計和仿真結果

在運算放大器的版圖設計中,對稱的晶體管和電阻需要在版圖上進行匹配,本文提出的電路進行了共質心交叉匹配的布局方式并在外圍添加了dummy晶體管,同時金屬走線也盡量做到了對稱,使得版圖對稱節點的寄生效應盡量一致。

基于180 nm CMOS工藝進行電路以及版圖設計,電路的整體版圖如圖8所示,包括焊盤的芯片總面積為390 μm×320 μm,核心面積為200 μm×120 μm,其中電阻占據了主要的面積。表1總結了晶體管的尺寸,為了獲得高的輸入范圍,M10A和M10B選擇了很小的寬長比。電阻R1和R2利用高阻多晶硅層進行制造,阻值為280 kΩ。電源電壓VDD為2 V,偏置電流IB1和IB2分別為1 μA和0.25 μA。

表1 晶體管參數

圖8 AB類運算放大器整體版圖

對版圖進行寄生參數提取后,在負載電容CL為70 pF的情況下對電路進行后仿真,總靜態電流為11.5 μA。放大器的開環頻率響應如圖9和圖10所示,其中圖9為前仿真和后仿真的性能對比,前后仿的單位增益帶寬積分別2.53、2.38 MHz。可以發現頻率在單位增益帶寬積以下時,前后仿的曲線基本重合,頻率大于單位增益帶寬積時,由于版圖的寄生效應,電路引入了額外地寄生極點,因此后仿真的增益和相位相對前仿真都要下降得更快。圖10為不同工藝角下的性能對比,在TT、FF和SS三種工藝角下,單位增益帶寬積分別為2.38、2.83、1.96 MHz,直流增益分別為為63、61、64 dB,相位裕度分別為57°、55°、61°。

圖9 前后仿真下的開環頻率響應

圖10 不同工藝角的開環頻率響應

考慮隨機的工藝偏差和器件之間的失配,對電路進行了小信號的蒙特卡洛仿真,采樣500次,仿真結果如圖11所示,電路的單位增益帶寬積和相位裕度的平均值分別為2.42 MHz和57.66°,標準差分別為0.2 MHz和2.71°,其值與TT工藝角下較為接近。仿真結果表明,滿足相位裕度的情況下,該電路實現了較高的單位增益帶寬積和直流增益。

圖11 小信號的蒙特卡洛仿真結果

將運算放大器接成單位增益緩沖器來進行大信號特性仿真,圖12顯示了電路的大信號瞬態響應,其中圖12(a)為前仿真和后仿真的性能對比,輸入電壓在0.5～1.5 V之間變化,并且變化時間為1 ns。前仿真和后仿真的輸出電壓正向轉換速率分別為24.1、23.55 V/μs,反向轉換速率分別為-43.95、-31.47 V/μs。圖12(b)、12(c)和12(d)分別表示TT、FF和SS三種工藝角下的大信號瞬態響應。在TT、FF和SS三種工藝角下,輸出電壓的正向轉換速率分別為23.55、25.61、21.59 V/μs,反向轉換速率分別為-31.47、-28.61、-34.29 V/μs。對電路進行大信號蒙特卡洛仿真,采樣500次,仿真結果如圖13所示,電路正負轉換速率的平均值分別為23.51、-31.52 V/μs,標準差分別為0.85、0.7 V/μs。仿真結果表明,該電路在功耗較低的情況下獲得了較高的轉換速率。

圖12 大信號瞬態響應

圖13 大信號的蒙特卡洛仿真結果

表2總結了本文提出的電路與當前其它已知的AB類放大器在相同工藝節點下的主要性能總結和對比。其中VDD為電源電壓,CL為負載電容,SR+為正向轉換速率,SR-為負向轉換速率,GBW為增益帶寬積。為了定量地比較各個文獻中電路的性能,可以使用下面的品質因數進行比較:

(19)

(20)

其中P表示電路的靜態功耗,式(19)反映了電路的大信號性能,式(20)反映了電路的小信號性能。可以發現,本文具有最高的FOMS值和最高的FOML值。根據式(18),轉換速率與靜態功耗無關,因此在一定GBW的要求下,可以進一步降低靜態功耗來獲得更高的FOML值。

4 結 論

1)提出了電流復用電路,并將其與自適應偏置電路和局部共模反饋電路相結合,將差分輸入電壓產生的差分電流不斷放大,最終到達輸出端,提高了電路的輸出電流,從而提高了轉換速率、增益帶寬積和直流增益。

2)基于180 nm CMOS工藝,對電路進行設計和驗證,仿真結果表明所提出的AB類運算放大器在低功耗的前提下獲得了較好的大信號和小信號性能,在低功耗領域具有較高的應用價值。同時,所提出的AB類放大器與近幾年提出的AB類放大器相比也具有一定的優勢,其轉換速率和增益帶寬積的品質因數都獲得了更高的數值。

3)基于差分對管的電流復用技術提出了一種具體的電路實現方式,即復制FVF電路的電流,而FVF電路反映了輸入晶體管電流的變化,因此實現了對差分電流的復用。