考慮新型MMC 型統一潮流器改進前饋協調控制策略

廣東省機械技師學院 林鴻燕 胡元君

針對目前MMC 型UPFC 無法同時考慮精度、響應速度和穩定性等方面問題，提出了考慮新型MMC 型統一潮流器改進前饋協調控制策略。首先在分析MMC 型UPFC 結構的基礎上，以二維運行平面圖及三維空間曲面圖為工具，對UPFC 主要構成要素建立潮流模型，以確定各部功率運行范圍[1]；然后，建立兩個前饋控制模塊及必要的補償環節為基礎，提出適用于UPFC 串聯及并聯變換器的前饋協調控制策略，并在復頻域和時域中對其進行性能分析；最后，基于PSCAD 建立220kV 雙端系統模型進行仿真驗證，結果表明本文所提控制策略可在不同工況下有效提升系統的控制速度、穩定性及精度。

為進一步提高電能傳輸能力及控制性能，基于IGBT的柔性交流輸電系統裝置(FACTS)發展十分迅速。其中，應用最為廣泛的“統一潮流控制器(Unified Power Flow Controller，UPFC)”同時采用串聯控制和并聯控制，具備電壓調節、移相、阻抗補償以及綜合調節等功能，可快速、同步調節輸電線路上的有功功率與無功功率，提高電網輸電靈活性、穩定性[2]。本文以實現系統高精度、穩定性及迅速響應效果為目標，制定MMC 型UPFC 控制策略。

1 并聯變換器MMC1 前饋控制設計

為提高控制環穩定性以及精度，基于電流內環原理，設計兩個前饋控制環，且兩個前饋控制環分別與ish d軸分量和q軸分量相關。

1.1 ish d 軸分量前饋控制環

前饋輸入中包含具有恒定電壓Vdc，根據UPFC 工作原理中補償定律，在充分考慮傳輸過程中有功功率Ploss損耗情況下，獲得有功功率轉化方程式如式（1）所示:

有功功率損耗Ploss可反映Vdc波動，通過對PI 控制器分析推導ish參考值，獲得方程式如式（2）所示:

根據相量參數，對方程進行假設獲得如式（3）所示:

通過并聯變換器側電阻Rsh推導瞬時功率損耗得到如式（4）所示:

單相電感的瞬時功率如式（5）所示:

三相電抗器功率如式（6）所示:

計算并聯變換器注入直流側的瞬時功率如式（7）所示:

并聯變換器可提供的瞬時功率如式（8）所示:

根據能量守恒定律，推導并聯變換器傳遞有功功率平衡方程如式（9）所示:

對式（7）-式（9）進行結合，根據基爾霍夫電流定律得到電流平衡方程如式（10）所示:

電壓V1 由ishq分量決定，為保證V1 恒定，設ishq為恒定常數，ΔIsh=Δishd，推導出Vdc關于ishd分量傳遞函數表達式如式（12）所示:

當傳遞函數零點、極點以及開環增益均為常數，零點只與并聯變換器輸入電阻相關，有利于電流內環、電壓外環設計，如圖1 所示。

圖1 并聯變換器雙電壓控制環Fig.1 Dual voltage control loop for parallel converters

為便于設計，現將內部電流控制環簡化為一階慣性環節，可得函數方程如式（13）所示:

由于電流內環帶寬與基頻遠大于電壓外環參數，所以該簡化不會造成明誤差。

假設時間常數TIsh=L1/KIp，簡化設計獲得如圖1（b）所示，函數方程如式（14）所示:

對公式（14）進行進一步簡化，設KVp/KVI=Tp，KshV=KTKVI，Tp=Tshd，進行合并，獲得數學模型如式（15）所示:

閉環傳遞函數是典型的二階振蕩模型，按以上過程作相應推導，得到如式（16）所示:

參數KshV、ωn代入計算得出結論:電壓前饋控制環性能與ishd有關。

1.2 關于ish q 軸分量前饋控制環

根據UPFC 結構，獲得無功功率平衡方程如式（17）所示:

Q1s與Qsh分別代表發送端大宋無功功率和并聯變換器吸收無功功率，假設V1保持不變，在d-q旋轉坐標系下進一步推導功率平衡方程如式（18）所示:

考慮存在Q2+QZr=Qr關系，可通過PI 控制器對接收端阻抗QZr無功功率損耗進行補償，而接收端Qr無功功率與通過PI 控制器ishq軸分量關系因素，故將其作為前饋控制輸入，如式（19）所示:

簡化獲得如圖2 所示。

圖2 并聯變換器單位反饋無功控制環Fig.2 Unit feedback reactive power control loop for parallel converters

假設KQP/KQI=TQf，消除一對零極點，獲得開環傳遞函數如式（20）所示:

閉環傳遞函數如式（21）所示:

前饋無功控制環性能與ishq有關，在前饋控制基礎上，可得并聯變換器控制策略。

2 串聯變換器MMC2 前饋控制環設計

2.1 V12 d 軸分量前饋控制環

根據基本控制策略，對與V12d軸分量和q軸分量相關前饋控制環進行設計。在d-q旋轉坐標系下列出串聯側總線2 無功功率表達式如式（22）所示:

通常V1與Vr幅值及相位之間差值較小，由此可推導2V1-vrd＞＞vrq。考慮Q2的主要影響因素為v12，因此，通過控制v12來控制Q2較為可行。

Qsh無法實現無功功率Q12控制，且Qsh對Q2影響較大，Qsh對保持V1恒定起到決定性作用。因此，需尋求控制V1為v12d提供參考值的其他方案，如式（23）所示:

通過3/2 變換得d-q旋轉坐標系下的電壓方程如式（24）所示:

根據式第一部分，設計V12d的PI 控制環如式（25）所示:

簡化獲得如圖3 所示。

圖3 串聯變換器單位反饋前饋控制環示意圖Fig.3 Schematic diagram of unit feedback feedforward control loop for series converter

2.2 關于V12 q 軸分量的前饋控制環

對V12q軸分量前饋控制環進行設計。經過3/2 變換，一般情況下vrd＞＞vrq，與v12d相比，v12q變化對P2的影響更大，因此，選擇P2為v12q提供參考值更為合理、準確。針對接收端阻抗Pzr有功損耗因素，采用PI 控制器進行補償，關系式為P2+Pzr=Pr，Pr代替P2，如式（26）所示:

依法推導v12q前饋控制環開環傳遞函數與閉環傳遞函數如式（27）、式（28）所示:

3 結語

通過對部分基本參數進行假設，完成控制策略的特性和性能分析，在正常作業環境下，為保證較好波形以及響應速度，電流內環阻尼系數應保持在0.7071，且電壓外環基本頻率為314.159（該頻率與電網頻率相同），使控制器與交流電網間交互更加平順。