基于單級AC/DC 脈沖激勵源的電容式無線輸電系統

李克喆，肖文勛

（華南理工大學 電力學院，廣州 510000）

近年來，無線電能傳輸（WPT）領域的進步是顯著的，無線電能傳輸摒棄使用笨重的電力線，借助空間中不可見的軟介質（如磁場、電場、激光、微波等），通過無直接電連接的形式，實現了電能從能量發射端到能量接收端的傳輸，在電動汽車、家用電器、醫療器械等領域具有廣闊的應用前景。電容式無線輸電（CPT）系統是利用耦合電場傳輸能量的無線電能傳輸技術，CPT 系統具有許多優點，例如可以穿過金屬進行傳導[1]，同時傳輸功率和數據[2-3]，具有出色的共模抑制[3]，提供電流隔離[4]，并且具有良好的信噪比性能。同時由于耦合極板可以使用金屬板和鋁箔等常用材料構造，CPT 系統的建造成本非常低廉。

在大多數應用場合中，往往只能直接獲取工頻交流電，這就需要用電力電子變換器將50/60 Hz 的工頻交流電變換為幾十kHz～MHz 的高頻交流電或直流脈沖，為CPT 系統提供高頻激勵源。傳統的實現方式是將兩級變換器級聯，首先將工頻交流電整流成直流電，再通過逆變器或斬波變換器將直流電變換成高頻交流電或直流脈沖，這種方式容易控制輸入電流，實現單位功率因數，但會使得變換器級聯數增加，系統的整體效率降低。大多數現有的對WPT 系統激勵源的研究集中在用于大功率場合的電壓型逆變器[5]、電流饋送逆變器[6]，以及用于MHz系統的E 類變換器[7]，和φ2類逆變器[8]。

近年來，AC/AC 變換器也受到了廣大研究人員的關注，其通過單級變換器，直接實現了工頻交流電到高頻交流電的變換。文獻[9]則通過變頻控制的方式實現AC/AC 變換，并控制所有開關器件工作于軟開關狀態，減少了開關損耗和電磁干擾；文獻[10]提出了一種應用于雙向無線電能傳輸的AC/AC 變換器，實現了1 kW 的功率傳輸，整機效率達到89.6%。

本文提出了一種新型AC/DC 變換器，可以將工頻交流電直接變換成可為CPT 系統供電的高頻直流脈沖激勵。所提出的變換器僅包括2 個二極管和2 個開關管，使用較少的半導體和無源元件實現了零電壓開關和功率因數校正功能。

1 CPT 系統及脈沖激勵源工作原理

1.1 系統描述

基于單級AC/DC 脈沖激勵源的CPT 系統如圖1 所示，包括LC 濾波電路，兩開關單級AC/DC 脈沖激勵源，電容式無線電能傳輸機構以及二極管整流橋與負載電阻。該AC/DC 變換器通過共用2 個開關管，集成了無橋圖騰柱PFC 電路與半橋電路，發出高頻脈沖波為CPT 系統提供高頻電源。無橋圖騰柱PFC 電路由電感Lb，二極管D1和D2，開關管S1和S2以及直流側電容Cd組成。后端將開關管S2的漏源級電壓作為CPT 系統所需要的高頻脈沖激勵，Cp1和Cp2為電容耦合極板等效電容，Lp1和Lp2為諧振補償電感。Co為輸出濾波電容，RL為負載電阻，uin為工頻交流電，Cf和Lf為工頻濾波電容和濾波電感。

圖1 基于單級AC/DC 脈沖激勵源的CPT 系統拓撲Fig.1 CPT system topology based on single-stage AC/DC pulse excitation source

1.2 工作原理及分析

本文所提出的單級AC/DC 脈沖激勵源以工頻交流電壓作為輸入，以開關管S2的漏源極電壓作為輸出，為便于分析，將輸出端脈沖電壓命名為uso。所提出CPT 系統的時域運行波形如圖2 所示，該CPT系統的簡化等效拓撲如圖3 所示。

圖2 系統在一個開關運行周期內的波形Fig.2 Waveforms of system during one switching operation cycle

圖3 CPT 系統等效拓撲Fig.3 Equivalent topology of CPT system

模態1［t0-t1］：二極管D1和開關管S1正向導通，工頻交流電通過D1和S1向電感Lb充電，由于開關管頻率遠大于工頻交流電頻率，因此可認為在一個開關管的工作周期內輸入電壓保持不變，流經電感Lb的電流iLb線性增大，如式（1）所示：

同時直流母線電容Cd通過開關管S1對CPT 諧振回路放電，流經開關管S1電流為電感電流iLb與諧振電流iLp之和，即：

模態2［t1-t2］：t=t1時刻，開關管S1關斷，升壓電感電流iLb與諧振電流iLp同時對開關管S1的體電容CS1充電，而開關管S2的體電容CS2通過諧振電流iLp放電，當電容的電壓uS2=0 時，模態2 結束。

模態3［t2-t3］：t=t2時刻，當電容CS2的電壓uS2=0 時，開關管S2續流二極管DS2導通，開關管S2導通的驅動信號被觸發，但由于二極管DS2的作用，開關管S2并未導通，流過電感Lb的電流持續減小，如式（3）所示：

流過二極管DS2的電流為

當諧振電流iLp在t=t3時刻降低至0 時，模態3結束。

模態4［t3-t4］：t=t3時刻，諧振電流iLp減小至0，并開始下降為負值，開關管S2正向導通，由于續流二極管DS2的鉗制作用，開關管S2實現ZVS，電感Lb通過電容Cd和諧振回路繼續放電，電感電流iLb繼續減小，當iLb減小至0 時刻，模態4 結束。

模態5［t4-t5］：t=t4時刻，電感電流iLb降低至0，流經開關管S2的電流與諧振電流iLp相等，即：

模態6［t5-t6］：t=t5時刻，開關管S2關斷，開關管S1的體電容CS1通過諧振電流iLp放電，而開關管S2的體電容CS2通過諧振電流iLp充電。當體電容CS1的電壓uS1等于輸入電壓uac時，模態6 結束。

模態7［t6-t7］：t=t6時刻，電容CS1的電壓uS1等于輸入電壓uac并繼續減小，二極管D1導通，電感Lb開始吸收能量，在t=t7時刻，uS1降低至0，模態7結束。

模態8［t7-t8］：t=t7時刻，uS1降低至0，續流二極管DS1導通，開關管S1的導通信號被觸發，但由于續流二極管DS1的作用，開關管S1并未導通。電感Lb繼續吸收能量，電流iLb線性增大，如式（6）所示：

當諧振電流iLp由負變為0 時，模態8 結束。

t=t8時刻，諧振電流iLp變為0，并繼續增大為正值，開關管S1正向導通，系統模態回到模態1，在整個工頻電源正半周期，系統將重復上述工作狀態。在工頻電源的負半周期，工作狀態與上述分析類似。

2 單級AC/DC 脈沖激勵源的輸入功率因數校正方法

為了實現功率因數校正功能，需要在每個開關周期內將電感電流從0 增加到峰值，然后從峰值降低到0。由于系統開關使用恒定占空比，因此需要在固定占空比下將電感電流降低至0。

由于CPT 諧振模塊等同于連接到前級單級AC/DC 變換器的負載，為了方便解釋PFC 的實現，將后端的CPT 諧振模塊簡化轉換為阻性負載。以工頻電源正半周期為例，當開關管S1導通，S2關斷時，電感電流和輸入工頻電壓之間的關系為

式中：iLb為電感電流；uLb為電感 電壓；Ts為開關周期；D1為電感電流增加至峰值時的占空比；iLbpeak為電感電流的峰值。由式（7）可以得到電感電流峰值表達式為

式中：fs為開關頻率。

當開關管S2導通，S1關斷時。前端電感電流與輸入電壓的關系為

式中：D2是電感電流由峰值降低至0 時的占空比。由式（9）可以推得：

由式（8）和式（10）可以得到：

其中：uac=Umsinωt。

由上述等式可知，為保證PFC 功能的實現，則有：

即：

簡化公式（13），可以得到：

當D1=0.5 時，uCd＞2Umsinωt，式（14）表明，當直流母線電容電壓大于輸入工頻電壓峰值的2 倍時，可以保證PFC 功能的實現，即：

該過程可以理解為，當電感電流上升時，電流變化斜率可以寫作：

當電感電流下降時，電流變化斜率可以寫作：

為保證PFC 可以實現，應保證K1＜-K2，即式（15）成立。此時電感Lb工作在DCM 模式，利用電感的伏秒平衡關系，可以推導出通過電感Lb的平均電流表達式：

式中：ton為電感電流上升時間；toff為電感電流下降時間。

為確保PFC 模塊的正常工作，應調整UCd來減小電感電流，影響UCd大小的其他關系是在工頻電壓的正半周期內，每個開關信號的平均輸入功率為

式中：N=T/2Ts，T 為工頻周期。

根據式（8）和式（11），將iLbpeak和D2分別替換入式（19），可以得到：

由于開關周期遠小于工頻周期，式（20）可以表示為

因此，該變換器的功率因數可以表示為

由式（22）可以看到，在一個開關周期內，系統功率因數只與工頻電壓峰值對直流母線電壓的比值相關。

由于直流母線電容Cd在開關管S1導通，S2關斷的狀態下向負載提供能量，根據基波分析法，輸出功率可以表示為

當假設系統無損耗，效率為1 時，即Pin=Pout，由式（21）和式（23）則可以推導出：

由式（24）可以看到，在負載Re和開關頻率fs恒定的情況下，若保證系統實現PFC 功能，需要UCd＞2Um，當D1=0.5 時，電感Lb的最大臨界值為

因此，在實際操作中需要應用小于臨界值的電感。

另外，為保證變換器開關管工作在ZVS 情況下，應將純阻性負載看作弱感性阻抗，因此對于上述理論分析，需將式（23）替換為

式中：Z＝Re+jX，，同理適用于對臨界電感Lb的分析。

3 CPT 傳輸特性

補償結構是CPT 系統的重要組成部分，它起著補償耦合機構容性無功，構成諧振回路以提高功率因數，提高系統傳輸效率等重要作用。本文所提出的電容式無線電能傳輸系統采用串聯-串聯（SS）補償結構，是CPT 系統的一種基本補償結構。對于水平四極板結構，在兩對極板水平距離較遠時，為簡化分析，忽略極板間較小電容的影響，僅考慮耦合極板的等效自電容，其等效模型如圖4 所示，其中，USO為脈沖激勵方波。

圖4 串聯-串聯補償結構的CPT 等效模型Fig.4 CPT equivalent model for series-tandem compensation structure

由圖4，輸入阻抗Zin為

當系統處于諧振狀態，且極板等效電容相等，即，Cp1=Cp2=Cp時，系統輸入阻抗呈純阻性，補償電感滿足：

為實現開關管ZVS，輸入阻抗為弱感性，補償電感應略大于完全諧振時的電感值。

4 實驗結果與分析

為驗證所提變換器的功能，建立了功率為25 W的CPT 系統實驗樣機，如圖5 所示。根據式（21）計算得電感Lb的臨界值約為24 μH，取值為22 μH。其它各項參數如表1 所示。

表1 實驗參數Tab.1 Experimental parameters

輸入電壓、輸入電流與電感電流的波形如圖6所示，輸入電壓與輸入電流波形穩定且相位基本一致，電感電流包絡線為正弦，系統功率因數達到0.983，驗證了系統的PFC 功能。

圖6 系統功率因數校正波形Fig.6 Waveform for power factor correction

開關管S1和S2的驅動電壓與漏源極電壓的波形如圖7 所示，由圖可知2 個開關管同時實現了零電壓導通，驗證了系統的軟開關功能。

圖7 零電壓開關波形Fig.7 Waveform of zero voltage switch

CPT 機構輸入脈沖激勵電壓、輸入端電流與接收端的電流波形如圖8 所示，電能通過電容耦合極板進行傳輸，驗證了所提出的AC/DC 脈沖激勵源變換器在CPT 系統中的有效性。

圖8 CPT 系統輸入端與接收端波形Fig.8 Waveforms at the input and receiver of CPT system

5 結語

本文提出了一種基于兩開關AC/DC 脈沖激勵源的電容式無線電能傳輸系統，與傳統轉換電路相比，所提出的轉換電路具有以下特點：將兩級變換集成在一起共用2 個開關管，減少了功率器件的數量；通過實現功率開關管的ZVS 降低了開關損耗；系統通過PFC 環節可以實現高功率因數。本文介紹了電路工作原理與設計過程，對功率因數校正環節的實現進行了詳細分析。最后設計實驗樣機，驗證了所提出的變換器在電容式無線電能傳輸系統中應用的可行性和有效性。