LED電源驅動器功率校正電路仿真研究

李房云,付 悅,譚金平

(南昌航空大學科技學院,江西 九江 332020)

1 引言

現如今,不可再生能源方面面臨的危機越來越大,節能問題備受關注,因此,LED照明具有良好的發展前景。LED照明需要不斷提升驅動轉換效率,使其成為通用照明。LED電源驅動器作為開關電源技術中的一個分支,目前已經受到相關領域專家的關注,很多開關電源廠家投入了大量人力物力對LED電源驅動器進行研發。當前LED電源驅動器采用的驅動方式均為恒流驅動,功率易發生畸變,一定程度上對推廣 LED 照明造成了影響。研究LED電源驅動器功率校正電路能夠提升LED電源的使用壽命,從而為LED產品帶來更長久的使用壽命,因此,對LED電源驅動器功率校正電路的研究具有重要意義。

目前很多學者都在對該問題進行研究。其中閻鐵生、陶權保、胡嘯天等學者[1]提出一種單級Cuk PFC雙路恒流輸出功率校正驅動電路,減少了控制器與電感的數量,降低了LED電源驅動器的成本和體積。李紅巖、劉韓飛、王偉峰等學者[2]提出一種集數字PID整定算法、溫度采集電路、實時監測電路等于一體的功率校正驅動電路。師翔、崔玉旺、趙永瑞等學者[3]則提出一種多環路負反饋結構的功率校正電壓跟隨電路。

但是,以上已有研究方法在應用過程中均存在用電效率偏低的問題,電源電路的輸入電壓和電流仍會發生諧波畸變。為解決此問題,設計新的LED電源驅動器功率校正電路,并對其進行仿真測試。

2 LED電源驅動器功率校正電路仿真設計

2.1 變壓器仿真設計

使用PSpice 軟件實施功率校正電路的建模與仿真設計,使用的仿真程序為PSpice Model Editor[4]。

對于變壓器的仿真設計,選用PQ69＿52型號的變壓器磁芯,材質為PC44,構建變壓器的磁芯模型。根據磁芯模型對變壓器參數進行仿真計算[5]。

構建的變壓器磁芯模型具體如圖1所示。

圖1 構建的變壓器磁芯模型

首先對變壓器進行加氣隙處理。使其能夠承受大電流,對更多能量進行傳遞,加氣隙的參數設計公式為:

(1)

式(1)中f表示變壓器在連續電流模式中出現的直流分量;q指變壓器磁芯功耗;H表示氣隙有效體積;B表示導通周期處于初始端時所對應的電流值;PR是指變壓器磁芯設計功率;s表示磁芯鐵氧體的對應磁導率;r是指變壓器磁芯熱阻[6]。

接著綜合變壓器磁芯的工作環境、表面熱輻射等決定變壓器傳輸功率,將其設計為120W。

變壓器的匝數比設計公式具體如下

(2)

式(2)中U1表示磁芯輸出電壓;U2是指次級整流管的對應壓降,所選用的次級整流管為600V的次級快恢二極管,其壓降為2V;Vinmin表示輸入電壓最小有效值,將其設為221V;dmax是指鐵損最大降低指數,將其設為0.6[7]。

變壓器的初級繞組導線截面積參數設計公式具體如下

(3)

式(3)中I1表示磁芯原邊電感;J是指磁芯副邊峰值電流。

變壓器的次級繞組導線截面積參數設計公式具體如下

(4)

式(4)中Pt表示磁芯原邊峰值電流[8]。

根據以上設計參數對變壓器進行仿真。

2.2 控制電路仿真設計

基于IR1150 單周期控制芯片實施EMI控制電路的仿真設計,解決LED驅動電源的電磁干擾問題。

首先實施控制電路開關頻率的仿真設計,在IR1150名為FREQ 的引腳處接入一個Rt電阻,電阻大小為80kΩ,根據電阻大小將控制電路開關頻率設計為150kHz[9]。

接著對控制電路的電流采樣電阻與濾波進行設計,IR1150通過引腳ISNS輸入電流采樣信號。在控制電路中,該引腳的采樣對象是采樣電阻的電流采樣信號,根據芯片工作時的最大負載功率和最小輸入電壓決定控制電路采樣電阻的最大允許值,具體如下式所示

(5)

式(5)中Ve表示芯片工作時的最大負載功率;Ioi是指芯片工作時的最小輸入電壓。

在控制電路中加入RC低通濾波電路以減少采樣誤差。該電路的濾波轉折頻率設計公式具體如下

(6)

式(6)中RP表示RC低通濾波電路的電阻;CP是指RC電路的電流信號采樣負值。

控制電路電壓反饋電阻的設計具體如下:將總阻值定為1MΩ,選用Rw1、Rw2、Rw3這三個電阻進行串聯。其中Rw1、Rw2是誤差為1%、阻值為499kΩ的功率電阻,則Rw3的阻值為17.8kΩ,具體計算公式如下

(7)

式(7)中VD表示總電阻的功率消耗;Vq是指Rw1、Rw2的誤差。

根據電壓反饋電阻決定芯片的過壓保護閾值,具體設計公式如下

(8)

式(8)中VI表示IR1150的內部過電壓。

就此完成控制電路的仿真設計。

2.3 電源濾波器仿真設計

在電源濾波器的仿真設計中,濾波電感需要在寬頻率范圍內擁有較為穩定的磁導率,同時其磁導率要高,濾波電容的選擇則需要實施1500V-1700V直流電壓下的耐壓測試。綜合以上條件,選擇FSD32濾波電感、FDDF21差模濾波電容、FDDF23共模濾波電容。

電源濾波器的電路仿真設計具體如圖2所示。

圖2 電源濾波器的電路仿真設計

在電源濾波器的安裝中,為保證其濾波和散熱效果,需要將其安裝在LED電源驅動器的機殼上,并且其接地點與機殼的接地點需要保持一致[10]。

2.4 功率因數校正變換器仿真設計

在功率校正電路的仿真設計中,功率因數校正變換器選用的是LLC 諧振變換器,交流電經過電源濾波器會變為100Hz的正弦半波,而通過LLC 諧振變換器能將其升壓為400V的DC電壓,可以保證正弦半波電壓和電流電感成正比例關系,使二者呈現一致的相位,實現功率因數校正的作用[11]。

在功率因數校正變換器的仿真設計中,選用的功率因數校正芯片為FAN7930芯片。該芯片主要通過PWM模式來控制,對輸出負載產生的變化能夠迅速響應,通過8腳SOP來封裝。基于FAN7930芯片構建 LLC 諧振變換器的小信號模型。分析不同模態下,LLC諧振變換器的工作狀態;獲取變換器中副邊二極管和原邊開關管實現軟開關的條件,設計變換器的三種工作模式。

其中在電流電感斷續工作模式中,在關斷原邊開關管時,電感的能量會完全傳輸到輸出負載端,而導通時,電感電流會保持線性上升模式直到上升到峰值電流值。

峰值電流值的設計具體如下式所示

(9)

式(9)中LZ表示電感值;V*是指輸入電流值;TON表示電壓反饋控制系數。

當關斷原邊開關管后,將電感儲存能量的值設計為下式

(10)

為實現此模式,電感取較小的值,以使輸入電流斜率較大,儲存較大能量,同時保證關斷原邊開關管時電流能夠迅速下降。

電流電感斷續工作模式主要應用于較小輸出功率的場合中。

在電流電感連續工作模式中,功率因數校正變換器能夠產生沒有紋波、比較平滑的正弦波輸入電流。在此模式中,取較大的電感值,使輸入電流斜率較小,在一個副邊二極管運行周期內產生的變化也較小,從而帶來較小的峰值紋波[12,13]。

在該模式下副邊二極管峰值電流值的設計具體如下式所示

(11)

通過乘法器方法實現該模式中的功率因數校正,該模式主要適用于較大輸出功率的場合中。

在電流電感臨界導通工作模式中,將副邊二極管和原邊開關管的開關頻率設定為可變因素,保持固定不變的導通時間,設定以下工作模式[14,15]：

當副邊二極管和原邊開關管呈現正向的驅動脈沖時,導通開關管,使電感充電,達到以下電感峰值電流

(12)

式(12)中,V**表示次模式中的輸入電流值。

由于I***與V**成反比,可以實現最佳的功率因數校正效果。

電流電感臨界導通工作模式是電流電感連續工作模式與電流電感斷續工作模式的臨界狀態。

3 電路性能測試

3.1 實驗準備

對設計的LED電源驅動器功率校正電路仿真成果進行測試,在測試中,實驗裝置準備具體如圖3所示。

圖3 實驗裝置準備

實驗參數設計具體如下:

● LED電源驅動器開關頻率:125kHz;

● LED電源驅動器額定負載:1kΩ;

● 輸出電壓:100V;

● 輸入電壓:20-120V。

在仿真測試中,為證明提出的仿真成果的優越性,將單級Cuk PFC雙路恒流輸出功率校正驅動電路、集數字PID整定算法、溫度采集電路、實時監測電路等于一體的功率校正驅動電路、多環路負反饋結構的功率校正電壓跟隨電路的仿真電路作為對比項,進行對比實驗。分別將三種電路命名為仿真電路1、仿真電路2以及仿真電路3。利用Simulink軟件展開仿真測試。

3.2 輸入電壓與輸入電流波形仿真對比測試

對于設計的仿真電路與三種對比仿真電路,其輸入電壓波形仿真結果如圖4所示。

圖4 輸入電壓波形仿真結果

根據圖4的輸入電壓波形仿真結果,設計的仿真電路表現出了寬脈沖的狀態,輸入電壓畸變最小;仿真電路1表現出了較寬脈沖的狀態,輸入電壓畸變較小;而仿真電路2、仿真電路3表現出了窄脈沖的狀態,輸入電壓畸變較大。通過電壓畸變的對比,設計的仿真電路的功率因數最大。

四種對比仿真電路的輸入電流波形仿真結果如圖5所示。

圖5 輸入電流波形仿真結果

圖5的輸入電流波形仿真結果表明,在四種測試仿真電路中,設計的仿真電路表現出了最寬的脈沖狀態,表明在四種仿真電路中,設計仿真電路的輸入電流畸變最小,功率因數最大。

3.3 諧波分析對比測試

設計的仿真電路與三種對比仿真電路的電流諧波情況具體如圖6所示。

圖6 電流諧波情況

根據圖6的電流諧波情況數據,設計的仿真電路的電流諧波最低,能夠提升LED電源驅動器的供電質量,有利于其功率因數的提高;而另外三種仿真電路的電流諧波均高于設計的仿真電路,說明供電質量較差,功率因數較低。

四種仿真電路電壓諧波的畸變情況具體如圖7所示。

圖7 四種仿真電路電壓諧波的畸變情況

根據圖7四種仿真電路的電壓諧波畸變率數據可知,設計的仿真電路的電壓諧波畸變率最低,說明通過設計的仿真電路后,輸入電壓還可以保持的較為標準,諧波畸變較少,功率因數較高;而另外三種對比仿真電路的電壓諧波畸變率則較高,說明經過這三種仿真電路后,輸入電壓會產生較大的諧波畸變,整體功率因數較低。

3.4 220V滿載時波形仿真對比測試

在220V輸入滿載狀態時,測試設計的仿真電路與三種對比仿真電路的電感電流紋波波形具體如圖8所示。

圖8 四種仿真電路的電感電流紋波波形

根據圖8四種仿真電路的電感電流紋波波形數據,設計的仿真電路的電感電流紋波波形波動最小,其次是仿真電路2、仿真電路1、仿真電路3。說明設計的仿真電路的電感電流最穩定,波動幅度最小,功率因數最高。

4 結束語

針對LED電源驅動器在功率因數校正的應用需求,以提高LED電源驅動器的用電效率、減少LED電源驅動器造成的電網諧波污染情況為目的,設計了一種LED電源驅動器的功率校正仿電路,對于LED產品走向通用照明有很大意義。由于研究時間的限制,一些細節并未進行深入的剖析與探討,將會在日后完善研究細節。