一種井下ICPT 供電電路設計和數(shù)值分析

孟巍，蘭洪波，胡娜娜

（中海油田服務股份有限公司，北京，101149）

0 引言

ICPT，全稱為Inductively Coupled Power Transfer，即非接觸感應耦合電能傳輸技術。目前已經(jīng)在電動汽車、生物醫(yī)電、家用電器、石油鉆井等領域得到成功應用。它不僅可以應用于單輸入與單輸出的供電系統(tǒng)，還能用于構建多輸入、多輸出及雙向傳輸系統(tǒng)。

在石油鉆探井下儀器當中，經(jīng)常需要在旋轉(zhuǎn)軸與不旋轉(zhuǎn)部件之間進行電能傳輸。如果采用有線連接方式，無法適用于相對旋轉(zhuǎn)的兩個部件之間的電連接；而傳統(tǒng)的電刷滑環(huán)方式，由于需要封閉旋轉(zhuǎn)軸與不旋轉(zhuǎn)部件之間的泥漿通道，需要設計旋轉(zhuǎn)動密封的結構，可靠性很差，在鉆井井下工作條件下，容易產(chǎn)生動密封的失效，影響設備的可靠性及使用壽命。而采用ICPT 技術，進行非接觸式的電能傳輸，可以解決為相互旋轉(zhuǎn)的模塊提供電能的問題。

本文采用ICPT 技術，為井下電能耦合傳輸裝置設計了一種電能傳輸電路，并提供了穩(wěn)態(tài)工作狀態(tài)下的參數(shù)計算方法。該裝置采用了初級線圈與次級線圈的非接觸設計，減少了電刷之間產(chǎn)生電火花的現(xiàn)象并可減少磨損，提高了設備的可靠性。該裝置結構框圖和功能框圖如圖1 所示：通過非接觸式電磁耦合將初級輸入的直流電源傳送到次級，為次級所連其他設備提供電源。其原理主要是利用高頻電磁感應技術、電力電子技術和信號調(diào)制解調(diào)技術，在相對轉(zhuǎn)動的內(nèi)外環(huán)結構間實現(xiàn)非接觸的電能信號傳遞。

圖1 ICPT 電能傳輸裝置功能框圖

1 總體設計

井下電能耦合傳輸電路的工作基本流程如下：

（1）將旋轉(zhuǎn)導向開關電源輸出的48V 直流電源Vd，通過ZVS 諧振逆變電路將其變換成高頻交流電流，在初級的能量發(fā)射電磁線圈內(nèi)形成時變的電磁場，發(fā)射交變電磁能量。

（2）通過電磁感應，在次級的能量拾取線圈中便產(chǎn)生相應頻率的正弦感應交流電動勢。

（3）次級傳輸進來的正弦交流電，經(jīng)過AC-DC 變開關電路，能形成36V 的主電源輸出。再由集成DC-DC 芯片轉(zhuǎn)換+-15V，+5V 的三路DC 輸出，供控制模塊和芯片使用。

在初級電路中，我們采用電流饋送型推挽式并聯(lián)諧振電路(Pull Push Current-Fed Parallel Resonance Converter)[1]，該系統(tǒng)的典型拓撲如圖2 所示。它的主要特點是：

圖2 典型的ICPT 電路拓撲

（1）非接觸傳輸能量需要高頻交流電，兩個開關根據(jù)諧振電壓的過零點交遞開關，形成PUSH-PULL 拓撲電路；零電壓切換，叫做ZVS（Zero Voltage Swtich），有效減小開關損耗。

(2)初級線圈與電容形成高品質(zhì)的諧振回路，可以保證較完美的正弦振蕩波形。

(3)輸入所接的大電感相比諧振電感大不少，可以看作是恒流的電流源在給諧振回路交替注入方波電流，所以初級也叫電流型逆變電路。

(4)次級和初級線圈不在一個磁芯上，所以原次級要形成High-Leakage 變壓器，保證兩者之間有較高的互感，保證能量的傳輸。

圖2 中逆變電路由Q1 和Q2 兩個MOSFET 構成兩個開關，Lp 與Cp 分別為系統(tǒng)能量發(fā)射線圈電感和線圈補償電容，它們構成LC 并聯(lián)諧振回路。Q1 與Q2 兩個開關管交替導通，以Cp 上電壓過零點為切換的觸發(fā)條件，實現(xiàn)開關器件的ZVS（Zero Voltage Switch，零電壓開關）控制。圖中的直流電感Ld 和兩個分裂電感Lsp1 和Lsp2 的作用是向諧振網(wǎng)絡注入方波電波，這是電流源型并聯(lián)諧振電路的一大特征。

2 控制電路設計

控制電路部分主要實現(xiàn)主電路ZVS 軟開關運行控制、開關管驅(qū)動電路、主要電壓參數(shù)采樣等功能。控制電路結構如圖3 所示。

圖3 控制電路結構框圖

當其中一個MOSFET 管的D 極，也就是連接諧振網(wǎng)絡的節(jié)點，電壓為正時，該開關管關閉，另一個開關管打開；反之亦然，這樣就形成了根據(jù)電壓過零點切換的交替導通和關閉。

■2.1 采樣比較電路

采樣電路通過采樣諧振電容電壓，精確采樣得到高頻諧振電壓的過零點，產(chǎn)生準確過零切換信號，以保證準確的零電壓開關。采樣比較電路是由電阻分壓環(huán)節(jié)及過零比較環(huán)節(jié)構成。電阻分壓環(huán)節(jié)用于將諧振電壓幅值降至適合于比較器輸入的幅值范圍內(nèi)。而過零比較環(huán)節(jié)主要由高速集成比較器構成，比較器的輸出在過零點時會發(fā)生正負切換，此時開關也會交換開關狀態(tài)。

■2.2 開關控制信號的邏輯電路

開關控制信號的邏輯電路以比較器輸出為輸入，利用與非門和與門完成對兩個開關門的控制邏輯，達到零電壓切換的目的。

■2.3 開關管驅(qū)動電路

MOSFET 由于開關速度快、易并聯(lián)、所需驅(qū)動功率低等優(yōu)點已成為開關電源最常用的功率開關器件之一。跟雙極性晶體管相比，MOSFET 是電壓控制型，只要GS 電壓高于一定的門限值就可以導通。但是，在需要速度的情況下，必須考慮電流因素。在MOSFET 管的結構中可以看到，在GS 和GD 之間存在寄生電容，而MOSFET 管的驅(qū)動，實際上就是對電容的充放電。對電容的充電需要一個電流。所以一個好的MOSFET 驅(qū)動電路的要求是：開關管開通瞬時，驅(qū)動電路應能提供足夠大的充電電流使得MOSFET 的G-S 極間電壓迅速上升到所需值，保證開關管能快速開通且不存在上升沿的高頻振蕩。開關管導通期間驅(qū)動電路能保證MOSFET 柵源極間電壓保持穩(wěn)定以使導通可靠。關斷瞬間驅(qū)動電路能提供一個盡可能低阻抗的通路供MOSFET 柵源極間電容電壓的快速泄放，保證開關管能快速關斷。關斷期間驅(qū)動電路最好能提供一定的負電壓避免受到干擾產(chǎn)生誤導通，簡單可靠，損耗小。所以我們選用AD 公司的集成MOSFET 驅(qū)動器，它具有良好的電流輸出能力，能滿足對ZVS 中MOSFET 的驅(qū)動需要。

3 電路的相關參數(shù)計算

■3.1 重要的器件參數(shù)

電能電路最重要的指標是功率和效率，對它的數(shù)值分析是非常重要的，可以給特定應用的設計提供重要的前期參考作用[2，3]。在對電路進行數(shù)值分析時，要先確定和ICPT 諧振回路有關的參數(shù)。測量井下耦合傳輸裝置的電磁骨架，在1kHz～100kHz 區(qū)間，通過阻抗分析儀測得的平均參數(shù)如表1 所示。

表1 耦合裝置電氣參數(shù)

上述電感值，是耦合器相對旋轉(zhuǎn)的外筒合在一起后測得的值。不能將兩個筒子分開測量單獨的電感值，因為這樣做還原不出工作結構的磁環(huán)境。需要注意的是，在電能傳輸耦合機構互感較高的情況下，拾取端也可以沒有電容補償[4]。

測量松耦合變壓器互感的方法如下[5]：將初級和次級線圈的一對異名端連接在一起，另一對異名端與測量表筆連接在一塊，讀取測得的電感值L1，這種連接方式稱為順接（串聯(lián)順串）。然后，將初級和次級線圈的一對同名端連接在一起，另一對同名端與測量表筆相連，讀取測得的數(shù)值L2 這種連接方法稱為反接串聯(lián)（反串）。

通過L1=Lp+Ls+2M和L2=Lp+Ls-2M兩個式子，得到互感為：

由以上的方法，得到耦合器的互感為：M=152.3μH。

■3.2 諧振電壓Vp 的計算

圖4 是初級諧振線圈在ZVS 模式工作時的波形圖。波形Vpowerl1 是線圈和Q1 的D 極相接的那端相對于地的電壓波形；Vpowerl2 是線圈和Q2 的D 極相接的那端相對于地的電壓波形；Vp 是線圈兩端的相對電壓波形。

圖4 初級諧振線圈ZVS 模式時的電壓波形圖

直流電源48V 輸出到直流電感Ld 和分裂電感Lsp1、Lsp2，分裂電感再連接到諧振網(wǎng)絡，振蕩電路的兩端和Q1，Q2 的D 極分別相連。考察電壓Vpowerl1 和Q1。在Q1 合上的半周期里，Vd 直接對分裂電感Lsp1 充電；在Q1 斷開的另一半周期里，分裂電感Lsp1 對諧振網(wǎng)絡放電。

這可以看成在一個開關周期內(nèi)，直流電壓Vd 直接對諧振網(wǎng)絡供電，設諧振網(wǎng)絡電壓峰值為Vp。根據(jù)時間—電壓平衡的原理，在一個周期T 內(nèi)，兩者根據(jù)時間積分的積分值應相等。所以有：

得到，VP=πVd=150.7V，可見諧振形成進入穩(wěn)態(tài)后，諧振電壓峰值主要由輸入直流電壓決定。

■3.3 空載諧振頻率和感應電動勢的計算

當次級空載的時候，初級諧振網(wǎng)絡的阻抗為[6]：

所以解得諧振角速度為：

由于ω0Lp?rp，所以振蕩頻率f≈f0，ω≈ω0。

將耦合器參數(shù)代入，可以得到：

諧振時的角速度為：

諧振頻率為：f0=36.0kHz。

回路的品質(zhì)因數(shù)為Q≈55，這樣高的品質(zhì)因數(shù)，能保證諧振的產(chǎn)生和維持。

利用實際的數(shù)值，得到次級開路時，初級電流峰值Ipoc=4.25A；次級開路電壓峰值Vpoc=146.8V。

■3.4 次級反射阻抗對初級的影響

次級的電流為：

次級考慮并聯(lián)補償模型，和初級一起組成了PP 模型。在次級線圈的兩端并聯(lián)了補償電容和負載，如圖5 所示。

圖5 PP 結構

根據(jù)初級和次級的線圈電感值，以及初級的諧振電容，選取次級的諧振電容值為0.01μF。則有Zs=jωLs+1/(jωCs+1/Ro)，同時次級的復功率為。

其中反射阻抗的實部和虛部分別是：

等效電路圖如圖6 所示。

圖6 初級諧振線圈工作時等效阻抗圖

設初級電感的等效串聯(lián)電阻為rp，則耦合器帶載工作時候的初級阻抗為：

根據(jù)初級的阻抗表達式繪圖，曲線的頂點處即是在當前工作狀態(tài)下，耦合器的諧振頻率。

流入諧振網(wǎng)絡的電流，因為直流電感的存在，是近似于方形的交流電。我們考慮主要因素，即一次諧波分量，有。

帶載工作時的初級電流可以計算為：

次級感應出電動勢，用電壓源模型，次級的短路電流為：

將電壓源模型轉(zhuǎn)換為電流源模型，則次級的輸出電壓：

所以，輸出功率可以從下式得到：

4 相關測試

將電能耦合傳輸電路和耦合器磁機構連在一起做測試，輸入為實驗室臺式直流電源提供的48V 直流電，輸出接交流可編程負載。

在次級開路時，初級線圈電壓和電流波形圖如圖7 所示，黃色是電壓波形，藍色為電流波形。通過波形圖可以看出電壓峰值在150V 與160V 之間；電流峰值幅度在3.9A 左右；頻率為35.7kHz 左右。而理想的計算數(shù)據(jù)分別為151V、4.25A、46kHz，吻合得較好，實際電流值偏小的原因在于真實的損耗未計算在內(nèi)。

圖7 初級線圈電壓和電流與次級線圈電壓

次級開路時，次級線圈的感應電壓波形如圖7 所示，峰值在150V 左右。在不同的負載和頻率下對電路的重要參數(shù)進行計算，如表2 所示。

表2 不同負載下的穩(wěn)態(tài)參數(shù)計算結果

用前述方法進行理論計算，在負載為200Ω、100Ω、70Ω 和50Ω 時，初級諧振回路的阻抗圖如圖8 所示。

圖8 負載為200Ω、100Ω、70Ω 和50Ω 時的諧振回路阻抗圖

由表2 和圖8 可以看出，負載越大，輸出功率越大；初級阻抗的Q 值越小，但在輸出200W 的時候還能保持諧振所需要Q 值。諧振頻率和次級輸出電壓在不同的負載下相對比較穩(wěn)定，這是此電路的重要特別，這大大簡化了后級電路動態(tài)響應特性的設計。初級振蕩電壓和電流當中，電壓相對穩(wěn)定，電流波動也很小，也對挑選器件參數(shù)是極為有利的。

5 結論

本文提供了一種完整的基于ICPT 電路的井下電能耦合發(fā)射電路的設計方案和相關的數(shù)值計算方法。在設計時，要合理地選擇輸入分裂直流電感，諧振電容、線圈電感、原次級互感和諧振頻率等重要參數(shù)。ZVS 控制可以通過判斷諧振電壓過零點，合理地對開關信號進行交替控制，使電路進入穩(wěn)定的諧振狀態(tài)。該電路模塊原理清晰，設計合理，很好地達到了模塊的設計指標。