NPC 型三電平光伏逆變器驅動電路設計及應用

鄭小朋，江馮林，鄧蘇娟

（1.安徽城市管理職業學院 軌道交通學院，安徽合肥，230011；2.陽光電源股份有限公司，安徽合肥，230088）

0 引言

光伏并網逆變器是將太陽能電池所輸出的直流電轉換成符合電網要求的交流電再輸入電網的設備，是并網型光伏系統能量轉換與控制的核心，其逆變效率、電路可靠性、輸出波形 THD 以及故障處理能力將直接對并網逆變器系統產生影響。而在諸多逆變拓撲中，NPC 型三電平并網逆變器憑借開關頻率相對要低、功率容量大、響應速度快、電磁兼容性好、輸出諧波小等優點在高壓大功率應用場合中得到更多關注。IGBT 是光伏逆變器功率變換的核心器件，是一種電壓控制型的功率器件，其具有輸入阻抗高、開關頻率高、熱穩定性好、易觸發和能承受高壓強電流等特點，是當今電力電子高壓應用領域中的理想器件。但由于IGBT 自身特性原因，其在負載短路或過流的情況下，易出現超出熱極限、擎住效應與關斷時過高的電壓尖峰等現象而造成IGBT損壞，影響系統正常工作。據工程應用反饋情況統計，中高壓變頻器因IGBT 失效而導致的故障占總故障的90%以上，因此，逆變系統對IGBT 驅動和保護電路提出了較高的要求。本文驅動電路設計包含驅動信號輸出處理電路與驅動轉接電路，dV/dt 保護電路和RCD 緩沖電路，最后給出了所設計驅動電路實際輸出測量波形，光伏逆變器并網三相波形與電能質量分析。

1 NPC 型三電平并網光伏逆變器

本文采用10kW 級NPC 型三電平光伏逆變器作為實驗樣機，拓撲結構如圖1 所示，輸出經過三相濾波器和變壓器后連接至電網側。系統直流母線電壓整定為700V，由主電路拓撲可知，單個功率管最高可承受直流母線電壓為350V，考慮到2～3 倍的裕量，功率管耐壓值取值范圍在700～1050V 之間，同時由系統額定功率可得，網側電流取值約為，考慮到1.5～2 倍的裕量，功率管耐流值取值范圍約為43A，系統開關頻率為9kHz，綜上要素，功率管選型為IXYH 公司所產的IXYH50N120C3D1 型式（耐壓1200V，耐流50A）。考慮到鉗位二極管所承受的反向電壓幅值與功率管相同，流過鉗位二極管電流幅值可以選擇1.5倍裕量，二極管選型為RHRG30120。

圖1 NPC 三電平光伏逆變器拓撲

2 驅動電路設計

驅動電路的主要功能是提高DSP 最小系統板發出的PWM 控制信號的驅動能力，從而達到能夠驅動主電路 IGBT的要求，同時隔離實驗樣機的主電路與控制電路之間的電氣聯系，避免主電路大電流大電壓對控制電路的影響，驅動電路整體設計如圖2 所示。

圖2 IGBT 驅動電路方框圖

圖3 改進的載波PWM 調制算法

■2.1 雙調制波PWM 法

■2.2 驅動轉接電路

實驗主控芯片采用TI 公司生產的TMS320F28335，其I/O 端口PWM 輸出幅值僅為0～5V，驅動能力相較所選用的IGBT 驅動要求明顯不足，為此，基于IGBT 快速導通與可靠關斷的要求，在保障系統安全與降低開關管功率損耗取IGBT 柵極電壓正負脈沖為+15V/-5V 條件下，選擇具有高速光耦合隔離作用的富士公司所專門生產的集成模塊EXB841作為電平轉接入IGBT 的輸入極，其內部的穩壓管產生約-5V的關斷偏壓，能夠實現開關管快速、可靠關斷。EXB841 驅動信號的最大延遲時間不超過1.5μs，開關頻率最高可至50kHz。EXB841 供電電壓使用單電源+20V 供電，主拓撲每橋臂采用一組4 個EXB841，三相橋共使用三組，每組均使用一個變壓器，外接對應的不控橋整流電路進行專門供電，其本身內部具有的過流保護電路以及功率放大電路能夠有效提高驅動電路的抗干擾性能。取SN7407 對DSP 輸出的PWM 波進行緩沖和驅動電流放大，作為接入EXB841 的輸入極，驅動電路如圖4 所示。

圖4 EXB841 外圍電路

驅動電路經SN7404、EXB841 緩沖、放大后將原高電平為+5V 和低電平為0V 的PWM 控制信號分別轉化為高電平為+15V 以及低電平為-5V 的IGBT 驅動信號，進而驅動IGBT 工作。EXB841 的2 腳和9 腳接輸入+20V 的工作電壓，14 腳輸入PWM 控制信號，3 腳輸出IGBT 驅動信號，5 腳外接光電耦合器和電阻可將過流信號輸出到控制電路用于判斷電路是否過流運行狀態，6 腳經由快恢復二極管接到IGBT 的集電極，以Vce 極電壓降落對電路是否過程產生判斷，并將信號傳遞至DSP 控制接收引腳上，若導通壓降不在合理范圍內，則系統發出關斷指令，系統停機，PWM 鎖波，主電路不再工作，從而實現對驅動電路以及控制回路的保護。

■2.3 dV/dt 保護電路設計

雙電源驅動電路設計時，應考慮驅動電路的正偏電壓+Vge、負偏電壓-Vge及門極電阻R 的影響。表1 給出了門極驅動條件與器件特性之間的關系。其中，Vces，ton，toff，Vce分別為集電極－發射極飽和壓降、開通時間、關斷時間和集電極－發射極電壓，↑、－、↓分別表示增加、不變、減少。

表1 IGBT驅動條件與器件特性的關系

處于關斷狀態下的IGBT，由于與其反并聯的二極管的恢復過程，將承受C-E 電壓的急劇上升，dV/dt 在集電極柵極間的電容內產生電流流向柵極驅動電路，進而使得Vge增加（趨向于Vge（on）），達到閾值電壓后使得IGBT 誤導通。為降低過電壓以及在誤導通時短路大電流對IGBT 的破壞，本文采用如下方式解決：

(a)通過驅動回路柵極電阻并聯二極管正向回路，增大關斷電壓驅動回路電阻，延長關斷時間，抑制擎住效應，減小過電壓；（b)采用電壓鉗位，利用鉗位二極管（快恢復型二極管）和鉗位電容抑制dV/dt 對柵極電壓的影響。

dV/dt 保護電路設計如圖5 所示。

圖5 IGBT 驅動dV/dt 抑制電路設計

■2.4 RCD 緩沖電路設計

抑制浪涌電壓主要是利用RCD 緩沖電路來吸收。其工作原理為：當IGBT 關斷時，流過IGBT 的電流逐漸減小，但由于寄生電感的存在，電流不能瞬間降為零，因此電流會通過RC 通道流通，在電容兩端串聯電阻是為了對電容的充電電流加以限制，防止大電流損壞電容，當功率管導通時，電容儲存的能量通過IGBT 釋放。針對NPC 型三電平逆變器主電路以A 相橋臂為例，RCD 緩沖電路設計如圖6 所示。

圖6 RCD 緩沖電路設計

考慮容值裕量，取阻容回路電容C 為0.015uF。

系統死區時間約取1.7us，由充放電時間常數計算公式：

計算得電阻R 約為85 ?。

結合系統直流側總電壓為700V，單開關管關斷時承受電壓為350V，以及關斷時開關管功率損耗，考慮一定裕量情況下取電阻為85?/5W，電容0.015μF/400V。

3 實驗結果分析

將設計出的 IGBT 驅動電路應用在10 kW 光伏逆變器上。用示波器分別測量同一橋臂成對互補的VA1與VA3、VA2與VA4開關管GE 兩端電壓波形，為避免上下管直通，死區時間加入1.7μs，驅動側電壓波形如圖7 所示，20μs/div 下可以看到開關管驅動側跳沿陡峭，信號無失真，且導通開關管信號能在關斷開關管信號可靠截止后動作，在1.8us 內迅速穩定在+15V，幅值波動范圍在正負0.1V 范圍內，實現了可靠的導通、關斷與驅動電平的穩定輸出。測量了其約80%負載時并網電流波形，如圖8 所示，三相電流波形為光滑正弦波，并網波形較好。

圖7 同橋臂互補IGBT 導通與關斷波形

圖8 并網逆變網側三相電流波形

4 結論

本文針對大功率NPC 型三電平光伏逆變器應用中IGBT關斷時易產生的較大dV/dt，集射極間較大的浪涌電壓危害，通過在柵極并接電流正向二極管回路來調節柵射極間驅動電阻，進而調節IGBT 導通與關斷時間，抑制過電壓；通過在柵極側將鉗位二極管VDL、鉗位電容與IGBT 模塊信號端子連接，將柵極電位鉗位在15V 以下，有效抑制了dV/dt急速上升引發的擎住效應，避免了IGBT 的誤導通。此外，基于對NPC 拓撲三電平轉換過程的分析，對RCD 吸收回路參數計算進行了一般推導，結合實踐應用于實際電路中起到了吸收浪涌電壓的效果。驅動電路在10kW 光伏逆變器中得到驗證，并網波形較好，驅動穩定可靠，并具有保護作用，對光伏并網系統可靠性起到了重要作用，所提設計方案具有較強的可行性，對同類型大功率光伏逆變器驅動電路設計具有較高的理論指導與工程實踐價值。