永磁同步電機逆變器保護方法研究

李芝炳 李帥 王斯博 李偉亮 劉亞川

（中國第一汽車股份有限公司研發總院，長春 130013）

1 前言

永磁同步電機（Permanent Magnet Synchronous Motor，PMSM）具有結構簡單、運行可靠、體積小、效率高等顯著優點，在電動汽車領域中廣泛應用[1]。絕緣柵雙極型晶體管（Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT）模塊是永磁同步電機逆變器中電能轉換的關鍵部件，降低IGBT 模塊的開關損耗，提升其壽命及工作可靠性對電驅系統至關重要。而窄脈沖作為IGBT 模塊的輸入驅動信號，會導致IGBT 開關器件在未完全導通的情況下重新關斷，此時產生的浪涌電壓比完全導通再關斷時的電壓大幅提高，多次反復會對IGBT模塊產生較大的導通或關斷電壓振蕩，降低開關器件的觸發可靠性，影響電力電子設備的正常運行[2-7]。因此，為實現IGBT 的可靠應用，降低IGBT 損耗和導通風險，一般應限制IGBT 最小觸發和關斷脈寬，針對小于最小脈寬的部分，需要進行抑制。

本文提出一種基于脈沖寬度調制（Pulse Width Modulation，PWM）信號的窄脈沖抑制方法，高效全占空比輸出PWM 信號的同時，在分段進行PWM 占空比輸出的基礎上，充分考慮PWM 死區和窄脈沖的前提下，逐段分析存在小脈沖的可能性，針對其中可能產生窄脈沖的占空比輸出段，詳細分析產生窄脈沖的位置點并針對性地進行抑制，達到保護逆變器的效果。最后，采用由基于Infineon TC277 的控制器組成的電驅控制系統對所提出的方案進行試驗驗證。

2 窄脈沖產生的原因分析

永磁同步電機在空間矢量調制方式下，不同調制比產生的PWM信號的占空比不同[8-9]。電機輸出效率越高，母線電壓利用率越高，對應的調制比也越高。調制比對PWM信號的影響如圖1所示：當調制比較小時，輸出電壓較低，調制波的幅值相應較小，載波與調制波通過比較產生的PWM信號的占空比在50%附近波動，IGBT功率開關周期較長，不會出現窄脈沖；當接近滿調制時，輸出電壓較高，調制波的幅值相應較大，載波與調制波通過比較產生的PWM信號的占空比接近0或者100%，而占空比接近0時，輸出PWM動力信號容易在本次輸出周期產生窄脈沖信號，占空比接近100%時，輸出PWM 動力信號容易在輸出周期切換時，產生窄脈沖信號。總之，輸出效率越高，電壓利用率相應提高，輸出電壓調制比也越大，越容易產生窄脈沖信號。抑制窄脈沖，也能側面提高電驅系統的控制效率。

圖1 調制比對PWM信號的影響

3 窄脈沖抑制策略

當前，永磁同步電機的各種控制策略均通過PWM動力輸出信號實現IGBT型開關管的控制，從而按照控制指令輸出對應電壓和扭矩。如圖2所示，電驅控制系統IGBT模塊一般采用180°導通型，同一橋臂上、下兩管交替開關。通過控制三相六路（U、V、W三相上、下橋臂）PWM輸出占空比，達到將直流母線電壓轉換至三相交流電的目的，實現對永磁同步電機的控制。

圖2 180°導通型IGBT工作示意

電驅控制軟件通過脈沖寬度調制輸出計算模塊得到逆變器U、V、W三相橋臂的占空比Du、Dv、Dw，考慮到任一相上、下橋臂必須保證不能直通，因此PWM控制輸出時，必須考慮死區的影響。電驅系統的高效率輸出要求調制比必須保持在較高的范圍，此時PWM占空比輸出接近100%，從而不可避免地導致輸出的PWM 動力信號存在窄脈沖。本文在高效率PWM 輸出的基礎上提出一種窄脈沖抑制方案。

本文以IGBT 模塊U 相橋臂PWM 輸出為例進行說明，V相和W相橋臂PWM輸出策略與之一致。設定U 相橋臂占空比輸出為Dm、死區時間占比為Dd、窄脈沖時間占比為Dp，本文根據各橋臂Dm與Dd和Dp之間的關系，將PWM 輸出占空比劃分為6 個區間段，以保證更加精確地分析窄脈沖易產生的區間段，達到進一步進行窄脈沖抑制的效果，從而實現如圖3 所示的PWM 占空比輸出效果。經過推導，A區間~F 區間PWM 占空比的設置分別為[0,Dp/2]、(Dp/2,Dd]、(Dd,Dd+Dp]、(Dd+Dp,1-Dd]、(1-Dd,1)、1，各區間對應的上、下橋臂占空比如表1所示，相應占空比輸出波形如圖4所示。

表1 各區間上、下橋臂占空比

圖3 PWM占空比輸出示意

圖4 各區間段占空比輸出波形

通過上述區間計算，單個PWM輸出周期內，只有占空比接近0時，對應A區間的PWM輸出涉及窄脈沖輸出?？紤]到Db=1-2Dm，結合A區間Dm范圍，可知下橋臂處于低電平的占空比2Dm≤Dp，會產生窄脈沖，需要進行抑制，考慮窄脈沖抑制時A區間占空比的輸出波形如圖5所示。

圖5 考慮窄脈沖抑制時A區間段占空比輸出波形

通過上述區間計算，當占空比接近100%，PWM占空比周期性切換時，也較易產生窄脈沖。假設本周期PWM占空比為Dm1、上橋臂占空比為Dt1、下橋臂占空比為Db1，下周期PWM占空比為Dm2、上橋臂占空比為Dt2、下橋臂占空比為Db2，當Dm1處于E區間段、Dm2處于E 區間段，且2-Dm1-Dm2

圖6 未考慮窄脈沖抑制時M1狀態切換輸出波形

圖7 考慮窄脈沖抑制時M1狀態切換輸出波形

當Dm1處于E區間段、Dm2處于F區間段，且1-Dm1

圖8 未考慮窄脈沖抑制時M2狀態切換輸出波形

圖9 考慮窄脈沖抑制時M2狀態切換輸出波形

當Dm1處于F區間段、Dm2處于E區間段，且1-Dm2

圖10 未考慮窄脈沖抑制時M3狀態切換輸出波形

圖11 考慮窄脈沖抑制時M3狀態切換輸出波形

電驅控制軟件通過脈沖寬度調制算法得到PWM輸出周期和占空比，通過本文提出的窄脈沖抑制方案可將PWM周期和占空比轉換為PWM上升邊沿及下降邊沿計數值，并賦值給TC277主控芯片PWM輸出模塊的影子寄存器，當本周期循環結束，開啟下周期循環時，將PWM輸出影子寄存器的值賦給對應的輸出寄存器，從而保證上個周期循環計算得到的PWM周期及占空比按照期望的波形輸出。

4 試驗驗證與分析

為了對本文的窄脈沖抑制方法進行驗證，基于搭載Infineon TC277主控芯片的控制器建立電機試驗臺架，驗證在調制比較高的工況下，占空比接近0或者100%時的窄脈沖抑制情況，以U相占空比為例，為電機驅動系統提供的母線電壓為400 V，在常溫條件下進行測試。

4.1 測試工況1

設置IGBT模塊死區時間為2.3 μs、窄脈沖時間為2 μs、PWM輸出頻率為8 kHz、輸出占空比為0.5%：未執行窄脈沖抑制算法時，PWM 輸出波形如圖12a 所示，即使下橋臂PWM輸出脈寬為1.25 μs，小于窄脈沖時間，也會進行脈沖輸出；執行本文提出的窄脈沖抑制算法時，PWM輸出波形如圖12b所示，針對PWM輸出占空比接近0時產生的窄脈沖實現了良好的抑制效果，避免了無效的開關管動作。

圖12 測試工況1輸出波形（Dm=0.5%）

4.2 測試工況2

設置IGBT模塊死區時間為2.3 μs、窄脈沖時間為2 μs、PWM輸出頻率為8 kHz、輸出占空比為99.4%：未執行窄脈沖抑制算法時，PWM 輸出波形如圖13a 所示，即使上橋臂PWM輸出脈寬為1.5 μs，小于窄脈沖時間，也會進行脈沖輸出；執行本文提出的窄脈沖抑制算法時，PWM輸出波形如圖13b所示，針對窄脈沖實現了良好的抑制效果，避免了無效的開關管動作。

圖13 測試工況2輸出波形（Dm=99.4%）

4.3 測試工況3

設置IGBT模塊柵極驅動電壓Vge=15 V、死區時間為2.3 μs、窄脈沖時間為0.8 μs，測試PWM 輸出存在的窄脈沖對IGBT模塊輸出集電極電壓Vce和集電極電流Ic的影響，具體測試結果如圖14所示，當輸出PWM存在0.8 μs的窄脈沖時，Vce和Ic會存在短暫的過沖和驟降，Vce會由關管時的接近0 V迅速提高至511 V，Ic會由關管時的接近0 A迅速提高至834 A，在窄脈沖結束時又迅速下降。短暫的浪涌電壓輸出無益于電機動力輸出，但會產生很多熱量及電壓沖擊現象，降低電機輸出效率。

圖14 測試工況3窄脈沖對IGBT模塊輸出的影響

由上述對比試驗結果可知，基于Infineon TC277多核芯片運行的電驅控制軟件，本文所述的窄脈沖抑制方法達到了完全消除PWM輸出的窄脈沖信號的效果，從而避免電機逆變器由于輸出PWM窄脈沖信號而引起的Vce浪涌電壓沖擊現象，降低IGBT模塊無效導通或者關斷對電機逆變器產生的損傷及熱損耗，達到保護逆變器IGBT 模塊和提高電機輸出效率的目的。

5 結束語

本文提出了一種窄脈沖抑制方法，在分段式PWM占空比輸出的基礎上，充分考慮PWM死區和窄脈沖的前提下，根據占空比段的范圍詳細分析窄脈沖可能產生的位置：占空比較低時，在本次PWM輸出周期產生窄脈沖；占空比較高時，在本次PWM輸出向下周期PWM輸出切換時產生窄脈沖，并結合分析獲得的窄脈沖產生的具體位置，針對性抑制該位置產生的窄脈沖。試驗結果表明，相對于傳統PWM輸出方案，本文方案能夠有效抑制PWM在過高或過低占空比時輸出的過小導通和過小關斷的窄脈沖，減少模塊集電極浪涌電壓沖擊，達到保護逆變器IGBT模塊和提升電機輸出效率的目的。