基于數字信道化技術的自適應門限檢測算法

郭 鵬

（成都華力創通科技有限公司，四川 成都 610041）

0 引言

通信電子戰是影響現代戰爭勝敗的重要作戰手段，數字信道化算法是通信電子戰系統中的關鍵算法，具有實時處理、大瞬時帶寬、高截獲概率、高分辨率、高靈敏度和大動態范圍等優勢，具備同時處理分析多信號的能力。數字信道化算法充分利用了數字化和信道化的優勢，采用數字濾波器組替代傳統的模擬濾波器組，有效解決了各模擬通道之間幅相不一致的問題并且數字化后的數據可以長期存儲。信道化是將全頻段分為若干個相同帶寬的子信道，搜索和監視任意頻段的非協作信號，能夠處理多個同時到達信號，完成對信號的全概率截獲[1-2]。數字信道化算法能夠適應現代電子戰的復雜電磁環境需求，支持對偵收到的大批量非協作信號進行實時或準實時處理。數字信道化輸出的處理結果中包括強信號和弱信號，如果采用固定門限進行信號檢測，那么對弱信號的檢測會存在大概率漏檢的問題，丟失微弱目標。該文提出了一種基于數字信道化技術的自適應門限檢測算法，針對不同的子信道集產生適配的自適應檢測門限，能夠有效檢測強信號和弱信號，實現強弱信號的有效分離并提取目標信號。

1 基于多相DFT 濾波器組的數字信道化

數字信道化原型結構如圖1 所示，輸入信號x[n]先經過帶通濾波器h0[n]，h1[n]，…，hK-1[n]濾波，再將各子信道濾波結果乘以旋轉因子e-jnω0，e-jnω1，…，e-jnωK-1，將信號中心頻率搬移到基帶，然后對基帶數據進行M倍抽取，得到該子信道的輸出信號yk[Mn]。

圖1 數字信道化的原型結構

子信道數K與抽取倍數M相等，為了計算方便，該文選擇偶型排列的均勻信道排列形式（如圖2 所示），在偶型排列中第k個帶通濾波器的中心頻率，原型低通濾波器位于基帶，幅頻特性呈左右對稱，原型低通濾波器通過頻譜搬移可以得到其余帶通濾波器[3-4]。

圖2 信道偶型排列

第k個信道的輸出如公式（1）所示。

其中，N滿足N=KP，令i=r+pK（r=0，1，...，K-1；p=0，1，...，P-1），就有公式（2）。

令第r路多相濾波結果如公式（3）所示。

則有公式（4）。

當K=M時，公式（4）可以改寫為公式（5）。

如圖3 所示，通過上述推導，數字信道化的原型結構可以轉換為多相濾波形式的高效數字信道化結構，其優點如下：算法采用多相結構，抽取部分位在最前端，降低了后續的信號數據率，有利于整個數字信道化的實時處理；各子信道共用1 個原型低通濾波器，每個通道的多相濾波器是原型低通濾波器的抽樣值，抽樣值的大小等于子信道的數量，降低了系統設計的復雜度；在求得多相濾波結果的基礎上，用IDFT 1 次就可將各支路信號搬到基帶上，不必各通道分別進行下變頻計算，提高了計算效率。

圖3 基于多相濾波和IDFT 的數字信道化結構

2 基于數字信道化的自適應門限檢測算法

數字信道化后的各子信道既包括強信號，又包括弱信號，在信號檢測過程中，如果固定門限選擇過低，就會將噪聲和干擾誤判為目標信號，如果固定門限選擇過高，就會漏掉微弱信號，該文在高斯白噪聲環境下將子信道集作為檢測對象，采用滑動雙窗的能量檢測算法對全頻段的子信道集進行自適應目標檢測，當信號加噪聲的能量大于噪聲的能量時，選擇合適的門限值就能解決信號的檢測問題。

基于滑動雙窗的能量檢測法原理如圖4 所示，移位寄存器被等分為2 個滑動窗口（A、B）。其中，ani、bni分別為A、B窗口中能量的和，rni、r*ni表示輸入信號及其對應的共軛，Rni、Rni-1、…、Rni-2L+1表示窗口中的能量值，mni=|lg（ani/bni）為2 個窗口信號能量和的比值，VT表示判據門限。最終判決量mni的大小由接收信號的信噪比決定，即不受載波頻偏、調制樣式的影響，可以根據應用場景的信噪比來設置檢測門限[5-7]。

圖4 滑動雙窗能量檢測法

滑動雙窗能量檢測算法的原理如下：在信號到達前，A窗和B窗都為噪聲能量，此時ani、bni的值基本相等，ani/bni的值約等于1，因此判決量mni接近于0，判決量mni通常小于門限值VT；當信號到達時，A窗中信號能量不斷增加，直到有效數據的開始部分都在A窗中為止，而B窗仍為噪聲能量，即bni不變，因此判決量mni將隨ani值的增大而增大，判決量如公式（6）所示。

式中：Ec為信號能量；N0為噪聲能量；SNR為信噪比，滑動雙窗能量檢測算法在信號到達時會產生一個檢測尖峰，峰值對應的序號表示有信號的起始子信道號。

在信號持續過程中，A窗和B窗都為信號能量，此時ani、bni的值基本相等，ani/bni的值約等于1，因此判決量mni接近0，判決量mni通常小于門限值VT。

當信號結束時，有效信號結束部分全在B窗中，A窗中全為噪聲，即ani不變，因此判決量mni將隨bni值的減小而減小，判決量如公式（7）所示。

式中：Ec為信號能量；N0為噪聲能量；SNR為信噪比，滑動雙窗能量檢測算法在信號結束時會產生一個檢測尖峰，峰值對應的序號表示有信號的結束子信道號。

通過上述信號檢測流程，能夠在有目標信號的子信道集對應的上升沿和下降沿各產生1 個檢測尖峰，判定尖峰之間的子信道集為有目標的子信道集。

3 算法仿真分析

3.1 常規通信信號參數設置

根據衛星通信的應用場景，分別設置了不同調制類型的BPSK、QPSK、8PSK、16QAM 以及16APSK 信號進行仿真，分為強信號組合、弱信號組合以及強信號和弱信號組合，以驗證基于數字信道化技術的自適應檢測門限檢測算法是否能夠有效提取檢測目標信號，仿真信號的參數設置見表1，仿真信號的采樣頻率為100 MHz，中頻為70 MHz，在中頻附近每隔5 MHz 設置1 個信號帶寬為1 MHz 的目標信號，信號覆蓋的頻段為59.5 MHz~80.5 MHz，信號的長度為65536個采樣點。

表1 信號仿真參數

針對仿真信號，該文采用數字下變頻算法進行濾波和4 倍抽取，得到采樣率為25 MHz 的基帶I/Q 信號，能夠無失真地表示目標信號，然后輸入數字信道化算法進行處理。數字信道化算法的原型低通濾波器包括8 192 個系數，具有較好的帶內平坦度和帶外抑制指標，選擇子信道數K=256，每個子信道包括32 個系數，子信道的采樣率為97.656 25 kHz，信道排布采用了偶型排列的方式，第一百二十三子信道~第一百三十一子信道的局部排列如圖5 所示，覆蓋的頻率范圍為69.37 MHz~70.24 MHz，每個子信道輸出多相濾波后的基帶I/Q 信號，并作為信號檢測算法的輸入。

圖5 信道排布圖

3.2 固定門限和自適應門限的信號檢測分析

3.2.1 強信號組合

如圖6所示，強信號組合從左往右的信號分別為BPSK、QPSK、8PSK、16QAM和16APSK，信號的幅度均較大，固定門限和自適應門限均能夠有效檢測到目標信號。自適應門限能夠在（60±0.5）MHz、（65±0.5）MHz、（70±0.5）MHz、（75±0.5）MHz 和（80±0.5）MHz 附近產生正確的檢測門限，有效的檢測到5 個目標信號，信號帶寬估計精度較準確；而固定門限通常取為能量均值的倍數，容易受到信號幅度的影響，固定門限的閾值高于自適應門限，自適應門限的帶寬估計精度比固定門限的帶寬估計精度高。

圖6 強信號組合的信道化結果檢測對比

3.2.2 弱信號組合

如圖7 所示，弱信號組合從左往右的信號分別為BPSK、QPSK、8PSK、16QAM 和16APSK，信號的幅度均較小，固定門限和自適應門限均能夠有效檢測到目標信號。自適應門限能 夠 在（60±0.5）MHz、（65±0.5）MHz、（70±0.5）MHz、（75±0.5）MHz 和（80±0.5）MHz 附近產生正確的檢測門限，有效檢測到5 個目標信號，信號帶寬估計較準確；而固定門限通常取為能量均值的倍數，因為輸入信號的幅度較小，所以固定門限和自適應門限的大小相對強信號組合均有2個數量級的降低，而固定門限的閾值高于自適應門限，自適應門限的帶寬估計精度比固定門限的帶寬估計精度高。

圖7 弱信號組合的信道化結果檢測對比

3.2.3 強信號和弱信號組合

如圖8 所示，強信號和弱信號組合從左往右的信號分別為BPSK、QPSK、8PSK、16QAM 和16APSK，BPSK、8PSK和16APSK 的幅度較大，QPSK、16QAM的幅度較小，能夠反應復雜的電磁信號環境。固定全局門限能夠檢測到強信號，漏檢弱信號，原因是強信號的存在抬高了信號的平均功率，設置的固定門限高于弱信號的最大幅度，導致65 MHz 和75 MHz 處的信號漏檢；而自適應門限以子信道集為檢測對象，在使用滑動雙窗能量檢測的過程中，門限判決量由接收信號的信噪比決定，當信噪比大于3 dB 時，判定為有信號，相對固定門限的選擇更合理，自適應門限能夠有效檢測到強信號和弱信號，在檢測性能和帶寬估計精度均比固定門限高，能夠實現對強信號和弱信號的有效分離。

圖8 強信號和弱信號組合的信道化結果檢測對比

4 結語

該文對常規衛星通信信號的強信號組合、弱信號組合以及強信號和弱信號組合進行仿真，使用固定門限和自適應檢測門限對數字信道化結果進行對比和分析，在強信號組合和弱信號組合的情況下，2 種門限檢測性能相當；在強信號組合和弱信號組合的情況下，固定門限的只能檢測到強信號，漏檢了弱信號；自適應門限檢測算法對不同的子信道集產生匹配的自適應檢測門限，能夠有效檢測強信號和弱信號，檢測性能和帶寬估計精度比固定門限高并且支持對強信號和弱信號的分離，驗證了基于數字信道化技術的自適應門限檢測算法的有效性。