Vivaldi天線主瓣方向上的雙站RCS特征仿真

熊 波,李湉雨,劉明剛

(海軍航空大學,山東 煙臺 264001)

0 引言

Vivaldi天線是一種非周期、漸變、端射行波天線,由Gibson于1979年提出[1]。對于某個特定的工作頻段,在整個天線結構中,只有槽線寬度與波長接近的區域才能向空間形成有效的輻射[2]。由于不同工作頻段下,Vivaldi天線的電尺寸始終保持不變,天線的輸入阻抗和輻射方向圖在整個工作頻段內也可以保持近似不變,因此天線具有寬頻帶特性[3-4]。由于Vivaldi天線為平面結構,從主瓣方向進行照射時,其后向散射較小,而前向散射較大,非常適合作為隱身飛行器的天線使用。

Vivaldi天線作為平面微帶天線,已屬于具有較低RCS量值的天線類別,但應用于機載火控系統需要在鼻錐方向的RCS盡可能地小,所以Vivaldi天線的RCS仍需要進一步降低。因此需要在保持其輻射特性基本不變的情況下,對天線RCS進行縮減。目前實現天線RCS縮減的技術手段主要有天線修形或開槽、吸波材料加載、無源對消和有源對消[5-6]。文獻[7—14]研究了Vivaldi天線的RCS縮減問題,主要是在單站RCS最大的方向(即電磁波垂直于天線金屬貼片照射的方向)通過金屬貼片開孔等手段對RCS進行縮減。具體實施方式是在天線處于輻射狀態下表面電流分布較弱,而處于散射狀態下表面電流較強的區域進行開槽處理。這一部分區域對天線的輻射性能影響較小,同時又對散射性能影響較大,可以直觀有效地達到縮減RCS的目的。

在實際應用中,天線需要探測的目標與威脅常常來自同一方向,這種情況下,天線修形的方法是否仍然可以縮減RCS?天線RCS與天線方向圖是什么關系?這些問題仍然需要深入進行研究。因此本文對Vivaldi天線主瓣方向照射時的雙站RCS進行了仿真,并對其特征及產生機理進行了深入分析。

1 Vivaldi天線工作原理

1.1 Vivaldi天線比例變換原理

作為一種常規的超寬帶天線,Vivaldi天線具有較寬的工作頻帶。Vivaldi天線的主要結構包括由窄到寬逐漸增大的槽線,槽線為指數漸變線,通過指數漸變增大的喇叭口向外輻射電磁波信號。由于Vivaldi天線在寬頻帶內不同頻率發射的電磁波的電長度對應的輻射區域不變,因而它可以工作在較寬的頻帶,成為一種超寬帶天線。

Vivaldi天線的指數槽線可寫為[11]

y(x)=±y0eαx。

(1)

倘若位于yoz面內的天線結構滿足比例變換原理,那么該曲線的結構可以表示為

k·y(x)=y(x+c),

(2)

式(2)中,k為比例變換因子,與c相關,與x無關。

對式(2)中的x和c求偏導可得

又由于

聯合式(3)—式(5)可得

因此,Vivaldi天線符合比例變換原理,說明Vivaldi天線是超寬帶天線。

1.2 Vivaldi天線方向圖仿真分析

設計1～6 GHz頻率范圍的寬帶Vivaldi天線模型如圖1所示。該天線在1～6 GHz范圍內阻抗匹配良好。

f=1 GHz時天線方向圖如圖2所示。

沿φ=90°切割得到E面方向圖如圖3所示。

圖1 Vivaldi天線模型Fig.1 Model of the Vivaldi antenna

圖2 f=1 GHz的天線方向圖Fig.2 Directional diagram of the antenna at frequency of 1 GHz

圖3 f=1 GHz的天線E面方向圖Fig.3 E-plane directional diagramof the antenna at frequency of 1 GHz

2 Vivaldi天線雙站RCS特征及表面電流分布

2.1 Vivaldi天線雙站RCS特征

平面波沿Y軸極化、-Z方向傳播,天線端口處于阻抗匹配狀態,天線的散射主要是結構項散射,仿真得到天線雙站RCS如圖4所示。

沿φ=90°切割得到雙站RCS的剖面圖形如圖5所示。

圖4 端口匹配狀態下天線雙站RCSFig.4 Bistatic RCS of the antenna with matched port

圖5 天線雙站RCS的剖面圖形Fig.5 Cross section of bistatic RCS of the antenna

比較圖3、圖5可以發現,天線的E面方向圖與天線雙站RCS的剖面圖剛好是相反的。

如果天線端口處于開路狀態,仿真得到雙站RCS的剖面圖形如圖6所示。

圖6 端口開路狀態下的天線雙站RCS剖面圖形Fig.6 Cross section of bistatic RCS of the antenna with opened port

比較圖5、圖6可以發現,天線處于開路狀態時后向散射的幅度與前向散射的幅度基本相同。分析原因是由于天線處于開路狀態時,RCS以模式項散射為主,模式項散射的電磁波相當于天線進行了二次輻射;天線處于阻抗匹配狀態時,RCS以結構項散射為主。由于阻抗匹配條件下,天線負載吸收了一半的電磁能量,端口開路時這部分電磁能量幾乎全部形成后向散射,從而造成開路狀態下后向散射的幅度與前向散射的幅度基本相同。

同樣可以得到6 GHz頻率下天線方向圖和雙站RCS分別如圖7、圖8所示。

圖7 f=6 GHz的天線方向圖Fig.7 Directional diagram of the antenna at frequency of 6 GHz

圖8 f=6 GHz的天線雙站RCSFig.8 Bistatic RCS of the antenna at frequency of 6 GHz

因此從仿真結果可以看出,天線從最大輻射方向照射的雙站RCS與天線方向圖也是基本相同的。下面從天線的電流分布入手,對天線雙站RCS和方向圖之間的內在聯系進行分析。

2.2 Vivaldi天線表面電流分布

1) 發射狀態下的天線表面電流分布

以f=1 GHz為例,天線發射時的瞬態電流Jz分量如圖9所示,Jy分量如圖10所示。

圖9 發射時瞬態電流Jz的分布Fig.9 Distribution of instant current Jz when transmitting

從圖9、圖10可以看出,在天線發射時,兩個金屬貼片上的Jz分量是等幅反相的,由Jz分量產生的遠場輻射互相抵消;Jy分量是等幅同相的,因此遠場輻射主要由Jy分量產生。

圖10 發射時瞬態電流Jy的分布Fig.10 Distribution of instant current Jy when transmitting

2) 接收狀態下的天線表面電流分布

在極化方向沿主極化方向即y軸方向的平面波照射下,天線上的瞬態電流Jz分布如圖11所示。

圖11 平面波照射下瞬態電流Jz的分布Fig.11 Distribution of instant current Jz illuminated by plane wave

電流分量Jy的分布如圖12所示。

圖12 平面波照射下瞬態電流Jy的分布Fig.12 Distribution of instant current Jy illuminated by plane wave

從圖11、圖12可以看出,在天線接收時,兩個金屬貼片上的感應電流分量Jz等幅反相,Jy等幅同相,由Jz分量產生的散射場互相抵消,散射場主要由Jy分量產生。比較圖10、圖12可以看出,發射和接收狀態下的電流分量Jy略有不同,圖10中饋線處的電流圍繞諧振環成圓形分布,與圖12略有差異。這是因為天線輻射實際是球面波,而不是標準的平面波,這也是造成天線方向圖與雙站RCS略有差異的主要原因。

3 仿真結果分析

通過對Vivaldi天線方向圖和雙站RCS進行仿真可以看出,阻抗匹配狀態下,天線方向圖與雙站RCS基本一致,但方向相反。通過對天線表面電流分布進行仿真發現,不管天線處于發射狀態還是接收狀態,電磁場都主要由天線表面的電流分量Jy產生。在發射和接收兩種狀態下,電流的分布基本相同而傳輸方向相反,因此天線的輻射方向圖和散射方向圖正好相反,這正是Vivaldi天線具有較小后向散射的原因。

天線處于開路狀態時后向散射的幅度與前向散射的幅度基本相同。這是由于天線處于阻抗匹配狀態時,RCS以結構項散射為主。阻抗匹配條件下,天線負載吸收了一半的電磁能量;端口開路時這部分電磁能量幾乎全部形成后向散射,從而造成開路狀態下后向散射的幅度與前向散射的幅度基本相同。因此開路狀態下,Vivaldi天線同時存在結構項散射和模式項散射,并且結構項散射RCS和模式項散射RCS基本相同,這也進一步驗證了天線的輻射方向圖和散射方向圖是一致的。天線方向圖與雙站RCS的這種內在聯系說明無法通過金屬貼片開孔等方式縮減主瓣方向上的雙站RCS而不影響到天線方向圖。

4 結論

本文對Vivaldi天線的RCS進行了仿真分析,從天線主瓣方向進行照射時,天線雙站RCS分布與天線方向圖基本一致,但方向相反。通過對天線上的電流分布進行仿真分析,認為造成這種現象的原因是發射和接收狀態下天線上電流分量Jy的分布基本相同,而電流的滯后位相反。因此無法通過金屬貼片開孔等方式縮減主瓣方向上的雙站RCS而不影響到天線方向圖。