一種校準(zhǔn)空口誤差矢量幅度的輻射信號(hào)產(chǎn)生方法

王晨曦，楊春濤，馬紅梅，龔鵬偉，姜 河

（北京無線電計(jì)量測(cè)試研究所，北京100039）

1 引言

目前，手機(jī)、衛(wèi)星等通信頻段通常集中在FR1（410 MHz～7.125 GHz）以及FR2（（24.25～52.6）GHz）頻段［1］，而隨著毫米波通信技術(shù)的發(fā)展，W 頻段（（75～110）GHz）通信信號(hào)因具有更寬的帶寬、更高的傳輸速率以及更低延遲等特點(diǎn)［2，3］，已在6G［4］、超寬帶衛(wèi)星通信［5］、物聯(lián)網(wǎng)［6］、智能制造［7］、智能設(shè)備實(shí)時(shí)控制［8］以及自動(dòng)駕駛［9］等領(lǐng)域得到了應(yīng)用。更高的載頻頻率意味著更大的空間衰減，為了克服毫米波波段的高路徑損耗，通常需要使用具有高增益的波束成形天線陣列來發(fā)射信號(hào)。這些天線的特性表征需要在空口條件下進(jìn)行［10］，因此，毫米波波段信號(hào)的校準(zhǔn)也會(huì)在空口條件下進(jìn)行，這與傳統(tǒng)鏈路內(nèi)的校準(zhǔn)具有很大的不同。

信號(hào)空口下的測(cè)試驗(yàn)證和對(duì)信號(hào)接收機(jī)校準(zhǔn)的一個(gè)重要環(huán)節(jié)是標(biāo)準(zhǔn)信號(hào)源的開發(fā)［11，12］。相對(duì)于低頻的信號(hào)源來說，毫米波源大量使用了寬帶倍頻器、混頻器、放大器、天線、高速DAC 等器件［13，14］，導(dǎo)致其產(chǎn)生的信號(hào)具有很強(qiáng)的非線性失真，這使得測(cè)試校準(zhǔn)工作具有很大的挑戰(zhàn)性。

在之前的工作中進(jìn)行過傳導(dǎo)條件下寬帶矢量調(diào)制信號(hào)的校準(zhǔn)工作，在40 GHz 載頻、1 GBaud 符號(hào)速率下獲得了EVM 小于3 %的高質(zhì)量調(diào)制信號(hào)［15］。然而W 頻段信號(hào)空口傳輸時(shí)，對(duì)矢量調(diào)制信號(hào)的產(chǎn)生提出了更高的技術(shù)要求。通過產(chǎn)生頻率可變的本振（Local Oscillator，LO）信號(hào)，可產(chǎn)生頻率范圍為（75～110）GHz 的寬帶矢量調(diào)制信號(hào)。在W 頻段中挑選多個(gè)典型頻點(diǎn)，進(jìn)行了預(yù)失真等處理后，獲得了質(zhì)量較高、寬帶、可溯源的毫米波矢量調(diào)制信號(hào)，為W 頻段信號(hào)空口測(cè)試校準(zhǔn)提供可靠支撐。

W 頻段的寬帶矢量調(diào)制信號(hào)與之前工作中產(chǎn)生的40 GHz 的寬帶矢量調(diào)制信號(hào)相比，具有更高的噪底，受定時(shí)脈沖沿抖動(dòng)、線纜連接器重復(fù)性、溫度及其他環(huán)境因素、儀器漂移、阻抗失配的影響更大［16］。因此需要通過在信號(hào)測(cè)量后的處理過程中采用多種修正技術(shù)來解決這些問題［17，18］。空口測(cè)試會(huì)導(dǎo)致儀器設(shè)備噪底的提高、時(shí)間精度降低、儀器漂移影響變大，通過提高測(cè)量波形的平均次數(shù)來減小這些因素的影響。在W 頻段同樣進(jìn)行了與40 GHz寬帶矢量信號(hào)相同的修正，包括時(shí)基誤差的修正、阻抗失配與示波器響應(yīng)修正等，最大程度修正了系統(tǒng)的非線性失真，從而獲得更高質(zhì)量的信號(hào)。

通過搭建空口矢量調(diào)制信號(hào)產(chǎn)生接收系統(tǒng)和進(jìn)行了信號(hào)的平均及預(yù)失真處理，最終在（75～110）GHz 范圍內(nèi)獲得EVM 最小為2.07 %（＠105 GHz＠500 MBaud）的寬帶矢量調(diào)制信號(hào)。

2 系統(tǒng)設(shè)計(jì)

W 頻段寬帶矢量調(diào)制信號(hào)產(chǎn)生與接收實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)如圖1所示。任意波形發(fā)生器（Arbitrary Waveform Generator，AWG）輸出中心頻率為1 GHz 的寬帶矢量調(diào)制信號(hào)作為混頻器的中頻（Intermediate Frequency，IF）信號(hào)輸入。微波信號(hào)源產(chǎn)生特定頻率的正弦信號(hào)，經(jīng)過三倍頻器倍頻后通過功分器，為收發(fā)端兩個(gè)混頻器提供LO 信號(hào)輸入。一路LO 信號(hào)與IF 信號(hào)進(jìn)行混頻，產(chǎn)生的射頻（Radio Frequency，RF）信號(hào)經(jīng)過放大器放大、隔離器保護(hù)后，通過發(fā)射天線輻射到空間中。接收天線接收到的RF 信號(hào)與另一路LO 信號(hào)混頻后生成IF 信號(hào)，通過低通濾波器（DC～6 GHz）濾除高頻分量。實(shí)時(shí)示波器用于測(cè)量并采集低通濾波器輸出的IF 信號(hào)波形。在計(jì)算機(jī)中控制數(shù)字示波器對(duì)濾波后的信號(hào)進(jìn)行測(cè)量及數(shù)據(jù)采集，并使用矢量信號(hào)解調(diào)算法，計(jì)算測(cè)得信號(hào)的EVM，并進(jìn)行平均和預(yù)失真處理。

圖1 W 頻段寬帶矢量調(diào)制信號(hào)產(chǎn)生與接收實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)圖Fig.1 Diagram of W-band wideband vector modulated signal generation and receiving

3 矢量調(diào)制信號(hào)產(chǎn)生

3.1 波形參數(shù)設(shè)計(jì)

在波形參數(shù)設(shè)計(jì)方面，需要充分考慮儀器產(chǎn)生信號(hào)的采樣率、符號(hào)速率以及微波器件限制，以獲得期望的輸出信號(hào)。首先考慮儀器設(shè)備的限制，為使用三倍倍頻器產(chǎn)生W 頻段的高頻信號(hào)，微波信號(hào)源產(chǎn)生的LO 信號(hào)頻率設(shè)定為（25～36）GHz，倍頻后可以產(chǎn)生頻率為（75～108）GHz 的信號(hào)。進(jìn)行后續(xù)的系統(tǒng)介紹時(shí)都以微波信號(hào)源產(chǎn)生26 GHz 信號(hào)為例，這一信號(hào)倍頻后產(chǎn)生78 GHz 的LO 信號(hào)。

為保證單位時(shí)間內(nèi)獲得盡可能多的采樣點(diǎn)數(shù)，AWG 采樣率fawg設(shè)置最大值8 GSa／s，數(shù)字示波器的采樣率fosc同樣設(shè)為最大值100 GSa／s。其次，fawg和fosc與矢量調(diào)制信號(hào)符號(hào)速率R的比值應(yīng)為整數(shù)，取R為1 GBaud，則AWG 產(chǎn)生信號(hào)時(shí)每個(gè)符號(hào)的采樣數(shù)nsps為8。為探究不同符號(hào)速率下產(chǎn)生信號(hào)的質(zhì)量，還分別選取了R分別為500 MBaud，200 MBaud和100 MBaud 時(shí)進(jìn)行了相關(guān)實(shí)驗(yàn)。最后為了在R為1 GBaud 時(shí)能使用最大的調(diào)制帶寬，設(shè)定AWG產(chǎn)生IF 信號(hào)的中心頻率fIF為1 GHz，使得每個(gè)RF載頻周期內(nèi)可以提供樣本數(shù)ns為8。綜合以上條件，得到的最終波形參數(shù)如表1所示。

3.2 符號(hào)產(chǎn)生

PRBS 是一種可以預(yù)先確定的，可以重復(fù)地產(chǎn)生和復(fù)制，又具有隨機(jī)統(tǒng)計(jì)特性的二進(jìn)制碼序列。由于PRBS 與真實(shí)通信的數(shù)據(jù)傳輸情況非常接近，所以用來作為AWG 中產(chǎn)生的基帶信號(hào)。

使用PRBS-9 算法［19］生成一個(gè)二進(jìn)制序列，該算法生成的序列位數(shù)N為511。由于后續(xù)采用的調(diào)制方式為QPSK，為便于后續(xù)處理，重復(fù)511 位的二進(jìn)制序列2 次。每2 個(gè)比特即代表1 個(gè)符號(hào)，總計(jì)511 個(gè)符號(hào)。

3.3 信號(hào)生成

信號(hào)生成的過程即為QPSK 調(diào)制的過程，包括串并轉(zhuǎn)換、星座圖映射、匹配濾波和加載波。經(jīng)過串并轉(zhuǎn)換后的兩路正交信號(hào)分別進(jìn)行了星座圖映射使得信號(hào)可以在星座圖中體現(xiàn)。通過使用根升余弦濾波器對(duì)兩路正交信號(hào)進(jìn)行成型濾波，濾波后的序列實(shí)現(xiàn)（1～8）GSa／s 的上采樣。上采樣后的序列長(zhǎng)度為：

成型濾波后，信號(hào)頻譜被壓縮從而提高了頻帶的利用率，并且減小了碼間串?dāng)_［20］。濾波后的信號(hào)即為基帶信號(hào)Sbaseband，IF 信號(hào)的帶寬BW可以表示為：

式中：α——匹配濾波器的滾降系數(shù)。

當(dāng)R＝1 GBaud，α＝0.35 時(shí)，帶寬BW＝1.35 GHz。

采用加載波的方式將Sbaseband的頻譜搬移到IF，將復(fù)數(shù)形式的Sbaseband與復(fù)載波Scarrier相乘并提取實(shí)部，產(chǎn)生的IF 信號(hào)為：

式中：t——以fawg倒數(shù)為間隔，以NIF為長(zhǎng)度的時(shí)間序列。

按照上述過程生成的理想的IF 信號(hào)的頻譜圖如圖2所示。

圖2 理想的IF 信號(hào)頻譜圖Fig.2 Spectrum of ideal IF signal

4 矢量調(diào)制信號(hào)接收與分析

4.1 遠(yuǎn)場(chǎng)條件與鏈路功率預(yù)算

系統(tǒng)中發(fā)射天線與接收天線的放置要滿足遠(yuǎn)場(chǎng)測(cè)量要求，收發(fā)天線之間的距離L應(yīng)滿足如下關(guān)系［21］：

式中：D——天線孔徑的最大線尺寸，單位為m；λ——信號(hào)的波長(zhǎng)，單位為m。

為了使整個(gè)W 頻段的信號(hào)滿足遠(yuǎn)場(chǎng)條件，按照頻率為110 GHz 時(shí)計(jì)算遠(yuǎn)場(chǎng)距離。經(jīng)測(cè)量得到D＝2.13 cm，計(jì)算得遠(yuǎn)場(chǎng)的距離閾值為0.33 m。在遠(yuǎn)場(chǎng)條件下，自由空間內(nèi)發(fā)射天線和接收天線的功率關(guān)系可以用Friis 方程表示［22］。由于收發(fā)天線使用同型號(hào)的天線，兩者的阻抗和極化匹配，傳輸?shù)腞F信號(hào)在空間中的功率損耗估計(jì)值為：

式中：fc——RF 信號(hào)的中心頻率，單位為MHz；L——天線之間的距離，單位為km。本實(shí)驗(yàn)中天線之間實(shí)際距離為0.4 m，帶入式（5）可以計(jì)算W 頻段空間傳輸損耗為（61.9～65.3）dB。

信號(hào)在空間傳輸?shù)膿p耗嚴(yán)重，混頻器等器件也會(huì)對(duì)信號(hào)進(jìn)行衰減，為保證天線接收到的RF 信號(hào)可使用示波器進(jìn)行測(cè)量，需要進(jìn)行鏈路功率預(yù)算。

根據(jù)圖1 的系統(tǒng)圖，通過測(cè)量、測(cè)試報(bào)告及理論計(jì)算等方法，得到了鏈路中每個(gè)部分產(chǎn)生的增益或衰減，如表2所示。

表2 信號(hào)增益或衰減的來源表Tab.2 Table of source of signal gain or attenuation

整個(gè)鏈路的總衰減為：

RF 信號(hào)載頻為81 GHz 時(shí)，可以得到鏈路總衰減約為14.64 dB，AWG 輸出幅度峰峰值根據(jù)表2設(shè)置為-3 dBm，傳輸?shù)绞静ㄆ鞯男盘?hào)功率應(yīng)約為-17.64 dBm。而通過實(shí)際測(cè)量，示波器顯示信號(hào)幅度為79 mV，對(duì)應(yīng)著-18.18 dBm。兩者相差0.54 dB，處于合理的鏈路預(yù)算誤差范圍之內(nèi)。

4.2 信號(hào)解調(diào)

示波器測(cè)得信號(hào)為時(shí)域波形，而EVM 為調(diào)制域參數(shù)，因此需要對(duì)時(shí)域波形進(jìn)行解調(diào)，獲得傳輸?shù)姆?hào)的信息，才能進(jìn)行EVM 的計(jì)算，信號(hào)解調(diào)的原理如圖3所示。接收到的IF 信號(hào)波形數(shù)據(jù)首先分為兩路信號(hào)，然后分別與頻率為fRF、相位相差90 °的點(diǎn)頻信號(hào)相乘后得到兩路相互正交的信號(hào)。然后對(duì)兩路信號(hào)采用的是與信號(hào)產(chǎn)生時(shí)相同的根升余弦濾波器來進(jìn)行匹配濾波。濾波后對(duì)信號(hào)進(jìn)行定時(shí)恢復(fù)，從每個(gè)符號(hào)中多個(gè)采樣點(diǎn)中恢復(fù)出代表符號(hào)的最優(yōu)估值。再將兩路正交的信號(hào)的信息結(jié)合，可以得到解調(diào)后的星座圖。最后通過算法修正星座圖的相位偏轉(zhuǎn)，得到無偏的星座圖，方便進(jìn)行后續(xù)的EVM 計(jì)算。

圖3 信號(hào)解調(diào)的原理圖Fig.3 Schematic diagram of signal demodulation

4.3 EVM 計(jì)算

EVM 表示測(cè)得信號(hào)與理想信號(hào)之間的偏差，并歸一化為參考符號(hào)點(diǎn)的幅度水平［23，24］，EVM 可以計(jì)算為：

式中：i——N個(gè)符號(hào)的序號(hào)；Smeas，i——解調(diào)后的測(cè)得第i個(gè)符號(hào)的幅度值，單位為V；Sideal，i——第i個(gè)符號(hào)對(duì)應(yīng)的理想符號(hào)的幅度值，單位為V。

在不同載波頻率、符號(hào)速率下直接測(cè)得信號(hào)的EVM 如表3所示。

對(duì)特發(fā)性炎性腸病患者予以跨理論模型聯(lián)合動(dòng)機(jī)性訪談干預(yù)能夠有效提高其自我效能感，動(dòng)機(jī)性訪談與跨理論模型干預(yù)有效結(jié)合，其是以跨理論模型作為框架，并將對(duì)患者的健康教育分為意圖轉(zhuǎn)變時(shí)期、行為落實(shí)時(shí)期，其中，在意圖轉(zhuǎn)變時(shí)期患者已經(jīng)認(rèn)識(shí)到不良的生活習(xí)慣、不遵醫(yī)行為會(huì)再次誘發(fā)加重特發(fā)性炎性腸病，但出于進(jìn)退兩難，此時(shí)給予動(dòng)機(jī)性訪談為主，以此挖掘患者的行為改變動(dòng)機(jī)，不斷增強(qiáng)患者的自我管理能力意識(shí)，在行為落實(shí)時(shí)期的主要內(nèi)容是建立互幫互助小組或成立特發(fā)性炎性腸病病友會(huì)，以此確保健康教育的實(shí)施連續(xù)性，對(duì)增強(qiáng)患者的自我效能感方面具有積極肯定的價(jià)值[14-15]。

表3 直接測(cè)得的信號(hào)EVM 表Tab.3 Table of EVM of directly measured signals

可以得出，符號(hào)速率在（100～500）MBaud 時(shí)，測(cè)得信號(hào)的EVM 值在7 %～11 %之間；符號(hào)速率為1 GBaud 時(shí)，測(cè)得信號(hào)的EVM 在12 %～23 %之間。顯然這樣的信號(hào)質(zhì)量無法滿足作為W 頻段標(biāo)準(zhǔn)矢量信號(hào)源的需求。因此，必須進(jìn)行相關(guān)研究來降低產(chǎn)生的矢量調(diào)制信號(hào)的EVM，提高其信號(hào)質(zhì)量。

5 信號(hào)預(yù)失真與平均

5.1 信號(hào)預(yù)失真

經(jīng)過鏈路傳輸后，信號(hào)質(zhì)量降低，這是由于信號(hào)經(jīng)過混頻器、放大器、收發(fā)天線以及空間傳輸后，信號(hào)會(huì)因?yàn)槠骷木€性及非線性響應(yīng)、傳輸損耗等因素而失真。信號(hào)預(yù)失真技術(shù)可通過結(jié)合上傳給AWG 的信號(hào)以及示波器測(cè)得的信號(hào)，采用一定算法估計(jì)傳輸鏈路的響應(yīng)，并對(duì)AWG 產(chǎn)生的信號(hào)進(jìn)行預(yù)補(bǔ)償［25，26］。將補(bǔ)償后的信號(hào)重新上傳并輸出，在信號(hào)接收端可獲得高質(zhì)量的W 頻段寬帶矢量調(diào)制信號(hào)。

設(shè)AWG 產(chǎn)生的理想IF 信號(hào)為xideal（t），其對(duì)應(yīng)頻域信號(hào)為Xideal（f），信號(hào)經(jīng)過系統(tǒng)的傳輸和下采樣變換后的IF 信號(hào)為y0（t），其對(duì)應(yīng)頻域信號(hào)為Y0（f），則對(duì)傳輸系統(tǒng)的響應(yīng)的初步估計(jì)為：

當(dāng)傳輸系統(tǒng)完全理想，則Hest，0（f）即為傳輸系統(tǒng)的響應(yīng)的準(zhǔn)確估計(jì)。由于傳輸系統(tǒng)的非線性因素的存在，還需進(jìn)一步的計(jì)算來獲得更準(zhǔn)確的傳輸系統(tǒng)響應(yīng)估計(jì)。將Xideal（f）除以傳輸系統(tǒng)響應(yīng)的估計(jì)Hest，0（f），得到經(jīng)過一次迭代后的上傳到AWG 的信號(hào)為：

第二次迭代后的上傳到AWG 的信號(hào)為：

重復(fù)以上步驟，經(jīng)過n次迭代后的上傳到AWG的信號(hào)為：

將Xn（f）上傳到AWG 并輸出，在系統(tǒng)接收端測(cè)得的信號(hào)yn（t）即為完成預(yù)失真后的信號(hào)。

理想信號(hào)、測(cè)得信號(hào)以及第一次預(yù)失真后上傳至AWG 的信號(hào)頻譜如圖4所示，可以看到測(cè)得信號(hào)與理想信號(hào)差異明顯，而預(yù)失真后的信號(hào)與測(cè)得信號(hào)相對(duì)理想信號(hào)呈互補(bǔ)關(guān)系。

圖4 第一次預(yù)失真前后信號(hào)頻譜圖Fig.4 Spectrum of signal before and after the first predistortion

圖5 多次預(yù)失真后信號(hào)頻譜圖Fig.5 Spectrum of signal after multiple predistortion

5.2 信號(hào)平均

此外，由于示波器本底噪聲會(huì)疊加在被測(cè)信號(hào)上。為了去除示波器本底噪聲的影響，繼續(xù)提高信號(hào)質(zhì)量、降低EVM，需要在預(yù)失真之前對(duì)測(cè)量到的信號(hào)進(jìn)行平均去噪處理。

將示波器采集的多組波形進(jìn)行截?cái)啵瑢?duì)信號(hào)進(jìn)行對(duì)齊。即以其中一個(gè)信號(hào)為基準(zhǔn)，計(jì)算其余信號(hào)相對(duì)于基準(zhǔn)信號(hào)延遲偏移，并進(jìn)行相應(yīng)延遲的移位，實(shí)現(xiàn)多個(gè)信號(hào)的對(duì)齊［27］，便于后續(xù)對(duì)其取平均。

用s0（t）和sn（t）分別表示基準(zhǔn)信號(hào)和其余信號(hào)為：

式中：tn——兩個(gè)信號(hào)之間的相對(duì)的延遲偏移量，單位為s。

對(duì)式（13）取傅里葉變換后可得：

令φ＝j(luò)ωtn，φ是隨著頻率線性變化的，并且其對(duì)頻率的導(dǎo)數(shù)是恒定的，僅取決于tn，所以有：

獲得延遲偏移值tn后，由此可計(jì)算經(jīng)過延遲移位后的信號(hào)為：

接下來便可以對(duì)這多個(gè)對(duì)齊后的信號(hào)進(jìn)行時(shí)域上的平均。

5.3 預(yù)失真結(jié)果

將信號(hào)經(jīng)過平均及預(yù)失真處理后，所得信號(hào)EVM 如表4所示。

表4 平均和預(yù)失真前后的信號(hào)EVM 表Tab.4 Table of EVM of signals before and after average and predistortion

從表中可以看到，經(jīng)過平均和預(yù)失真后，信號(hào)的符號(hào)速率為（100～500）MBaud 時(shí)的EVM 降低到1.2 %～3.5 %之間，信號(hào)質(zhì)量得到了極大的提高；而信號(hào)的符號(hào)速率為1 GBaud 時(shí)EVM 僅降低為5.2 %～11.5 %之間，對(duì)于標(biāo)準(zhǔn)源而言相對(duì)較高。系統(tǒng)中所使用的微波器件包括倍頻器、混頻器、放大器、天線等，本身帶寬達(dá)幾十吉赫茲，并不會(huì)在500 MBaud 與1 GBaud 間產(chǎn)生明顯區(qū)別。在之前的工作中，產(chǎn)生的信號(hào)載波頻率為40 GHz，帶寬為2 GHz時(shí)，其EVM 可以降低到3 %以下，因此預(yù)失真算法同樣是寬帶適用的。分析認(rèn)為，每個(gè)符號(hào)內(nèi)采樣點(diǎn)數(shù)減少導(dǎo)致了量化誤差的存在，并且AWG的10 MHz 參考時(shí)鐘沿的抖動(dòng)對(duì)信號(hào)輸出觸發(fā)的影響也會(huì)導(dǎo)致EVM 增大。首先可以通過提高AWG采樣率來減小量化誤差，其次可以通過AWG 的clock-in 觸發(fā)功能來提高定時(shí)精度［28］。受限于AWG 硬件及功能，以上兩點(diǎn)均無法實(shí)現(xiàn)，計(jì)劃在未來的工作中繼續(xù)完成這兩項(xiàng)改進(jìn)研究。

6 結(jié)束語

通過研究出一種可用于空口EVM 參數(shù)校準(zhǔn)的高質(zhì)量的W 頻段寬帶矢量調(diào)制輻射信號(hào)產(chǎn)生方法，使得在實(shí)驗(yàn)室內(nèi)可以使用該生成的信號(hào)對(duì)其他儀器進(jìn)行計(jì)量測(cè)試。在各種儀器的硬件限制下，進(jìn)行了信號(hào)波形的設(shè)計(jì)，以獲得最優(yōu)的輸出信號(hào)；研究了信號(hào)解調(diào)及EVM 計(jì)算算法，獲取測(cè)得信號(hào)的EVM。直接產(chǎn)生的W 頻段寬帶調(diào)制信號(hào)的EVM 在7 %～23 %之間，而經(jīng)過平均去噪以及多次迭代預(yù)失真處理之后，當(dāng)信號(hào)的符號(hào)速率為（100～500）MBaud 時(shí)，產(chǎn)生的寬帶矢量調(diào)制信號(hào)的EVM 最低降低到1.3 %，符號(hào)速率為1 GBaud 時(shí)，產(chǎn)生的寬帶矢量調(diào)制信號(hào)的EVM 最低降低到5.2 %左右，信號(hào)質(zhì)量得到了較大的提高。通過使用W 頻段的寬帶微波器件，能夠產(chǎn)生載波頻率在W 頻段內(nèi)連續(xù)可調(diào)的寬帶矢量調(diào)制信號(hào)，可靈活地為W 頻段信號(hào)的測(cè)試測(cè)量提供高質(zhì)量的寬帶矢量調(diào)制信號(hào)。

在未來的工作中，有望使用采樣率更高、具有時(shí)鐘輸入功能的AWG，提高1 GBaud 甚至更高符號(hào)速率下W 頻段寬帶矢量調(diào)制信號(hào)的質(zhì)量。此外，也希望使用高分辨率的實(shí)時(shí)示波器，來進(jìn)一步減小接收儀器自身量化誤差以及噪底對(duì)信號(hào)本身質(zhì)量的影響。