基于電感特征的開關(guān)磁阻電機(jī)電流斬波控制策略

陳越，蔣啟龍，*，王金鎖，姚衛(wèi)豐

(1.西南交通大學(xué) 電氣工程學(xué)院，成都 611756；2.深圳職業(yè)技術(shù)學(xué)院 機(jī)電工程學(xué)院，深圳 518055)

開關(guān)磁阻電機(jī)（switched reluctance motor,SRM）具有結(jié)構(gòu)簡單、容錯能力強(qiáng)、調(diào)速范圍寬等優(yōu)點(diǎn)，自問世以來便得到了快速的發(fā)展。但SRM 特殊的雙凸極結(jié)構(gòu)和運(yùn)行時磁路的高度飽和特性，使得其電磁轉(zhuǎn)矩是轉(zhuǎn)子位置角和定子相電流的非線性函數(shù)，SRM 的這種特點(diǎn)決定了其具有瞬時輸出轉(zhuǎn)矩脈動大的問題。如何降低SRM 的轉(zhuǎn)矩脈動成為電氣傳動及電機(jī)控制領(lǐng)域的研究熱點(diǎn)。

目前，國內(nèi)外學(xué)者在SRM 的轉(zhuǎn)矩脈動抑制策略方面做了大量研究。文獻(xiàn)[1]針對SRM 電感非線性的特點(diǎn)，通過優(yōu)化開通角和關(guān)斷角來提高SRM的運(yùn)行性能。文獻(xiàn)[2]提出一種基于相電感特征的SRM 無位置傳感器控制方法，用以提高電機(jī)控制中轉(zhuǎn)子位置角度的計(jì)算精度。文獻(xiàn)[3]提出一種適用于SRM 寬速域調(diào)速的離線轉(zhuǎn)矩分配函數(shù)（torque sharing function, TSF），該離線TSF 在不增加銅耗的情況下能顯著降低轉(zhuǎn)矩脈動。文獻(xiàn)[4]在傳統(tǒng)轉(zhuǎn)矩分配函數(shù)控制策略下，通過對導(dǎo)通角和重疊角進(jìn)行優(yōu)化，進(jìn)一步拓寬了SRM 的調(diào)速范圍。文獻(xiàn)[5]在直接轉(zhuǎn)矩控制下選取一種通用全橋變換器直接與SRM 各相繞組連接，該方法具有良好的動、穩(wěn)態(tài)性能。文獻(xiàn)[6]以提高轉(zhuǎn)矩電流比為目標(biāo)對傳統(tǒng)直接轉(zhuǎn)矩控制進(jìn)行改進(jìn)，在降低轉(zhuǎn)矩脈動的同時提高了效率。文獻(xiàn)[7]在直接轉(zhuǎn)矩的思想上提出直接瞬時轉(zhuǎn)矩控制，該方法以電機(jī)瞬時轉(zhuǎn)矩為控制對象，對降低SRM 的轉(zhuǎn)矩脈動有較好的效果。文獻(xiàn)[8]采用一種新型四電平功率變換器來改善傳統(tǒng)直接瞬時轉(zhuǎn)矩控制電壓矢量少的問題，使繞組具有更快的磁化和退磁特性。文獻(xiàn)[9]提出一種基于脈沖寬度調(diào)制（pulse width modulation, PWM）的SRM 直接瞬時轉(zhuǎn)矩控制方法，該方法在運(yùn)行時能自適應(yīng)地調(diào)整滯環(huán)大小。文獻(xiàn)[10]設(shè)計(jì)了一種比例和積分（proportional integral，PI）參數(shù)自適應(yīng)的電流調(diào)節(jié)器，能有效改善 SRM 調(diào)速系統(tǒng)的運(yùn)行性能。文獻(xiàn)[11-12]提出了基于預(yù)測電流控制算法的SRM 轉(zhuǎn)矩脈動抑制策略，以降低電機(jī)在換相時的轉(zhuǎn)矩脈動。另外，文獻(xiàn)[13-15]中基于模糊控制、神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)控制及基于迭代學(xué)習(xí)的控制等智能控制理論也被廣泛應(yīng)用于SRM 的轉(zhuǎn)矩脈動抑制研究。

SRM 在基速下常采用電流斬波控制（current chop control, CCC），但是傳統(tǒng)的CCC 難以使實(shí)際電流跟蹤參考電流，存在相轉(zhuǎn)矩的欠補(bǔ)償問題。在傳統(tǒng)CCC 的基礎(chǔ)上，本文提出一種基于電感特征分段控制的CCC 策略（改進(jìn)CCC）。通過對參考電流進(jìn)行補(bǔ)償，增強(qiáng)繞組在換相區(qū)間內(nèi)的轉(zhuǎn)矩輸出能力。最后，對所提控制策略進(jìn)行了仿真和硬件在環(huán)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

1 開關(guān)磁阻電機(jī)的傳統(tǒng)電流斬波控制

1.1 數(shù)學(xué)模型

在線性模型下，SRM 的第k 相電壓平衡方程式可以表示為

式中：ωr= dθ/dt，為轉(zhuǎn)子角速度；e(θ,ik)為第k 相繞組電感變化產(chǎn)生的反電動勢。

SRM 轉(zhuǎn)矩的產(chǎn)生遵循磁阻最小原理。在磁路飽和狀態(tài)下運(yùn)行的SRM 是一種高度非線性的機(jī)電裝置，忽略各繞組間互感影響，在磁路線性區(qū)域，第k 相所產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩Tk可以近似表示為

SRM 在運(yùn)行過程中的總瞬時轉(zhuǎn)矩為各相瞬時轉(zhuǎn)矩之和，即合成總瞬時轉(zhuǎn)矩為

式中：Ttotal為總瞬時轉(zhuǎn)矩；m 為電機(jī)相數(shù)；TL為負(fù)載轉(zhuǎn)矩；B 為摩擦系數(shù)；J 為轉(zhuǎn)動慣量。

由式(5)可知，線性模式下總電磁轉(zhuǎn)矩是相電流和轉(zhuǎn)子位置的函數(shù)，相電流的微小變化將引起相轉(zhuǎn)矩按電流的平方倍變化。考慮實(shí)際電機(jī)中磁路飽和的影響，相轉(zhuǎn)矩與其電流不完全按照平方的關(guān)系變化，但仍隨電流的增大而增大。因此，對SRM運(yùn)行時的相電流進(jìn)行精確控制是提高運(yùn)行性能的關(guān)鍵。

1.2 電流斬波控制邏輯

SRM 運(yùn)行過程中電流波形的形態(tài)、電流峰值及其出現(xiàn)的位置都會對電機(jī)的運(yùn)行性能造成影響。傳統(tǒng)CCC 下的電流瞬時波形如圖1所示，在繞組導(dǎo)通區(qū)間，電流滯環(huán)控制器對繞組電流進(jìn)行斬波控制，通過對滯環(huán)帶的合理設(shè)置，可以將繞組電流ik控制在參考電流iref附近波動，得到的電流波形趨近于平頂電流波形。圖中：θ0為不對齊位置，θ1為定轉(zhuǎn)子齒開始重疊的位置，θ2為定轉(zhuǎn)子齒全部重合的起始位置，θon和θoff為相繞組開通角和關(guān)斷角。

圖1 斬波控制下瞬時相電流波形Fig.1 Instantaneous current waveform controlled by chopper

CCC 中通常將一個開關(guān)管參與斬波的方式稱為軟斬波，軟斬波采用自然續(xù)流的方式對繞組進(jìn)行退磁，電流的變化速率相對緩慢，不易造成轉(zhuǎn)矩頻繁的波動，圖2 為SRM 的A 相繞組在電動狀態(tài)下采用CCC 的示意圖，us為電源電壓；vL為繞組L 的電壓；S1 和S2 為開關(guān)管；D1 和D2 為續(xù)流二極管。參考電流iref由速度環(huán)給出，將其與繞組電流ik比較后送入滯環(huán)控制器，從而輸出開關(guān)管的導(dǎo)通邏輯。圖2 中設(shè)定電流上限ih=iref+0.5h，電流下限il=iref-0.5h，h 為滯環(huán)寬度且h=ih-il。當(dāng)電機(jī)某相繞組導(dǎo)通后，下開關(guān)管閉合，上開關(guān)管參與斬波，繞組電流ik從0 開始上升。當(dāng)電流瞬時值達(dá)到滯環(huán)上限值ih時，上開關(guān)管關(guān)斷斬波，電流ik自然續(xù)流；當(dāng)繞組電流ik瞬時值達(dá)到滯環(huán)帶下限值il時，上開關(guān)管又重新導(dǎo)通，電流ik開始重新上升。在整個繞組導(dǎo)通區(qū)間，上開關(guān)管的反復(fù)通斷使得繞組電流在參考電流附近反復(fù)波動。本文功率變換橋選用不對稱半橋結(jié)構(gòu)的功率電路。根據(jù)其工作過程，定義一相繞組中勵磁、續(xù)流和退磁3 種開關(guān)狀態(tài)分別為“1”、“0”和“-1”。電流軟斬波時，在繞組導(dǎo)通區(qū)間內(nèi)電路工作在“1”和“0”狀態(tài)。

圖2 電流軟斬波示意圖Fig.2 Schematic diagram of soft chopping current control

1.3 轉(zhuǎn)矩變化特征

從式(4)可知，相轉(zhuǎn)矩含有電感Lk關(guān)于θ 的偏導(dǎo)，以三相12/8 極SRM 為研究對象，通過有限元仿真得出樣機(jī)在恒定電流時的電感曲線及其偏導(dǎo)數(shù)?L/?θ，以I=6 A 為例，如圖3 所示。

從圖3 可知，在小電感區(qū)? L/?θ的值比較小；在電感轉(zhuǎn)折區(qū)，? L/?θ急劇增大。一般為了增加勵磁相的輸出轉(zhuǎn)矩，在小電感區(qū)繞組電流就已達(dá)到斬波幅值，假設(shè)斬波過程電流平均值大小為I0，電機(jī)相電感在? L/?θ突變區(qū)前期和后期偏導(dǎo)數(shù)分別為kL1和kL2，顯然kL1?kL2，在該區(qū)域內(nèi)相轉(zhuǎn)矩有：

圖3 樣機(jī)I=6 A 時電感曲線及? L/?θ曲線Fig.3 Curves of inductance and ? L/?θ for prototype I=6 A

在小電感區(qū)間內(nèi)，? L/?θ的值比較小，此時電流幅值被斬波帶所限，導(dǎo)致在該區(qū)間內(nèi)產(chǎn)生的相轉(zhuǎn)矩很小，此時退磁相產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩通常已進(jìn)入下降狀態(tài)，容易造成合成轉(zhuǎn)矩的不足。在電感轉(zhuǎn)折區(qū)，?L/?θ的值急劇增大，從式(6)可以看出，電機(jī)相轉(zhuǎn)矩從一個很小值急劇增大，然而控制器的響應(yīng)速度往往難以快速跟蹤輸出，當(dāng)退磁相轉(zhuǎn)矩的減少量不能抵消勵磁相轉(zhuǎn)矩的增加量時，合成轉(zhuǎn)矩又會表現(xiàn)出過補(bǔ)償現(xiàn)象。之后轉(zhuǎn)子進(jìn)入電感線性上升區(qū)，? L/?θ的值相對穩(wěn)定，此時CCC 輸出轉(zhuǎn)矩也相對穩(wěn)定。在小電感區(qū)及電感轉(zhuǎn)折區(qū)，傳統(tǒng)CCC 難以保持輸出瞬時轉(zhuǎn)矩的穩(wěn)定，需要采取額外的控制措施。

為了在小電感區(qū)使電機(jī)的輸出轉(zhuǎn)矩能夠達(dá)到期望值，要求該相繞組在該區(qū)間的電流也要達(dá)到一定的幅值，這樣才能增強(qiáng)電機(jī)的轉(zhuǎn)矩輸出能力。而傳統(tǒng)CCC 的峰值電流被限，在換相的初始階段，繞組電流難以滿足該區(qū)間內(nèi)的轉(zhuǎn)矩輸出要求，不僅容易造成大的轉(zhuǎn)矩波動，而且系統(tǒng)在擾動下的動態(tài)響應(yīng)也十分緩慢。為了增強(qiáng)電機(jī)的轉(zhuǎn)矩輸出能力，提出一種基于電感特征的CCC 策略。

2 基于電感特征的電流斬波控制策略

2.1 斬波電流補(bǔ)償策略

由第1 節(jié)可知，在相繞組導(dǎo)通區(qū)間內(nèi)，小電感區(qū)及電感上升區(qū)應(yīng)當(dāng)有不同的斬波電流。因此，可以根據(jù)電感曲線的變化特點(diǎn)進(jìn)行分段控制。通過有限元仿真所得樣機(jī)的電感曲線簇及其? L/?θ曲線簇如圖4 所示。

由圖4(b)可知，電感關(guān)于θ 的偏導(dǎo)數(shù)? L/?θ在θa和θb附近發(fā)生明顯變化。因此，以θa和θb為分界點(diǎn)，將繞組導(dǎo)通區(qū)間分為參考電流補(bǔ)償區(qū)、過渡區(qū)和參考電流非補(bǔ)償區(qū)，并取θa=5°，θb=7.8°。在參考電流補(bǔ)償區(qū)，有θon＜θ ＜θa，此時? L/?θ的值很小，在原參考電流下相繞組的轉(zhuǎn)矩輸出能力不足，通過預(yù)存的“補(bǔ)償電流—轉(zhuǎn)速—負(fù)載”函數(shù)計(jì)算出補(bǔ)償電流Δiref的大小，然后將補(bǔ)償電流疊加到原參考電流之上，再送入電流滯環(huán)控制器進(jìn)行斬波控制，即實(shí)際斬波的參考電流為i'ref=iref+Δiref；過渡區(qū)間即為?L/?θ 突 變區(qū)，有θa＜θ ＜θb，在該階段內(nèi)由于? L/?θ快速上升而使得相轉(zhuǎn)矩也快速上升，為了防止合成轉(zhuǎn)矩在該區(qū)間內(nèi)有大的波動，需要將在補(bǔ)償區(qū)間內(nèi)疊加的補(bǔ)償電流減小甚至去掉。θc為θa和θb的中點(diǎn)，在θc處提前將補(bǔ)償電流減小到0；在參考電流非補(bǔ)償區(qū)，即θb＜θ ＜θoff時，? L/?θ的值相對穩(wěn)定，相轉(zhuǎn)矩在該區(qū)間段內(nèi)也相對穩(wěn)定，保持原參考電流iref不變，無需進(jìn)行電流補(bǔ)償。

圖4 樣機(jī)電感曲線簇與? L/?θ曲線簇Fig.4 Curve clusters of inductance and ? L/?θ of prototype

參考電流補(bǔ)償值的大小根據(jù)轉(zhuǎn)速和負(fù)載大小進(jìn)行調(diào)節(jié)。輕載時，由繞組電感變化而產(chǎn)生的旋轉(zhuǎn)電動勢對繞組電流影響比較大，此時補(bǔ)償電流的大小主要由電機(jī)轉(zhuǎn)速決定；當(dāng)電機(jī)負(fù)載較重時，由相繞組電流變化產(chǎn)生的變壓器電動勢增加，此時補(bǔ)償電流的大小應(yīng)主要由負(fù)載的大小決定。根據(jù)仿真或?qū)嶒?yàn)數(shù)據(jù)擬合出一個“補(bǔ)償電流—轉(zhuǎn)速—負(fù)載”函數(shù)，控制器根據(jù)該函數(shù)實(shí)時計(jì)算補(bǔ)償電流值的大小。

開通角θon對換相電流有很大影響，采用在線調(diào)節(jié)開通角的方式，根據(jù)文獻(xiàn)[16]計(jì)算開通角大小，計(jì)算式為

開通角在線調(diào)節(jié)流程如圖5 所示。

圖5 開通角在線調(diào)節(jié)流程Fig.5 Flow chart of online adjustment of turn-on angle

2.2 電流軟斬波下的PWM 控制策略

在傳統(tǒng)CCC 下，開關(guān)管的通斷完全由電流滯環(huán)控制器決定，控制器根據(jù)斬波邏輯輸出頻率變化的PWM 波，存在開關(guān)頻率不固定的問題。并且隨著轉(zhuǎn)速的升高，電流的變化速率加快，當(dāng)電流采樣速率較低時，存在下一時刻的采樣值超出滯環(huán)帶的情況，控制器無法及時將電流控制在滯環(huán)寬度以內(nèi)，從而也造成了轉(zhuǎn)矩脈動的產(chǎn)生。為了進(jìn)一步控制相電流，對電流控制器進(jìn)行改進(jìn)，輸出頻率固定的PWM 波來控制開關(guān)管的通斷。

固定頻率斬波控制的實(shí)現(xiàn)過程如圖6 所示，Ts為原電流軟斬波時控制周期；Ts′為固定頻率控制時的周期。當(dāng)電機(jī)運(yùn)行于低速狀態(tài)且滯環(huán)寬度不是太小時，電流的變化速率較慢，電流斬波的頻率較低，此時開關(guān)管在開通狀態(tài)“on”或關(guān)斷狀態(tài)“off”任意一個狀態(tài)上的保持時間比較長。在整個“on”階段，繞組兩端承受正壓，處于正向勵磁狀態(tài)，此時可將“on”階段視為一占空比D=1 的PWM 波；在整個“off”階段繞組都處于零壓狀態(tài)，繞組自然續(xù)流，可視為占空比D=0 的PWM 波。此時可以在“on”或者“off”階段用頻率固定、占空比可調(diào)的PWM 波來代替原電流軟斬波輸出的PWM 波形，實(shí)現(xiàn)定頻控制。

定頻控制過程仍然按照電感特征的區(qū)間分段進(jìn)行控制，在電流補(bǔ)償區(qū)，需要使相電流快速達(dá)到目標(biāo)參考值，而實(shí)際電流通常需要經(jīng)過多個周期才能達(dá)到目標(biāo)，因此，此階段內(nèi)PWM 的占空比設(shè)置為1，即控制器按照參考電流進(jìn)行補(bǔ)償后的斬波策略輸出控制邏輯。在電流非補(bǔ)償區(qū)，當(dāng)繞組電流上升至ih或下降至il時達(dá)到滯環(huán)帶的邊界點(diǎn)，按電流斬波方式關(guān)斷或開通開關(guān)管，而在滯環(huán)寬度內(nèi)按照固定頻率的PWM 進(jìn)行控制，并在滯環(huán)帶的邊界點(diǎn)處進(jìn)行PWM 占空比的更新。圖6 中ik和 i′k分別為原電流斬波控制和固定頻率PWM 控制時的電流波形。在電流的上升階段，施加占空比略小于1 的PWM 波，經(jīng)過幾個PWM 周期后，繞組電流 i′k到達(dá)滯環(huán)帶的上斬波點(diǎn)并更新PWM 的占空比；在電流下降階段并不完全關(guān)斷主開關(guān)管，而是施加占空比略大于0 的PWM 波。之后在每個電流斬波周期內(nèi)施加相同的控制，單個控制周期內(nèi)電流變化的幅值變小，不易出現(xiàn)超調(diào)，從而產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩也更加平滑。

圖6 電流控制器PWM 調(diào)制圖Fig.6 PWM diagram of current controller

所提電流軟斬波控制方法的系統(tǒng)框圖如圖7所示，主要由速度環(huán)控制器、參考電流補(bǔ)償器、電流控制器、功率變換器、位置傳感器及開關(guān)磁阻電機(jī)等組成，圖中：ωref為角速度參考值，ωact為角速度實(shí)際反饋值，εω為角速度誤差值，ω 為角速度，S1～S6 為功率開關(guān)。

圖7 電流軟斬波控制系統(tǒng)框圖Fig.7 Block diagram of soft chopping current control system

3 仿真與實(shí)驗(yàn)

基于第2 節(jié)的CCC 方法，搭建了12/8 極三相SRM 控制系統(tǒng)仿真模型進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，電機(jī)模型根據(jù)查表法建立。仿真參數(shù)如下：額定電壓為540 V，額定功率為7.5 kW，額定轉(zhuǎn)速為1 000 r/min，定子相繞組電阻R=1.1 Ω，電機(jī)系統(tǒng)轉(zhuǎn)動慣量J=0.02 kg·m2，摩擦系數(shù)B=0.001 Ns/m2，仿真中在線調(diào)節(jié)開通角，關(guān)斷角θoff=19°。電流斬波滯環(huán)寬度h=1 A，PWM 頻率為10 kHz，設(shè)定電流上升階段占空比D=0.9，下降階段D=0.1。為了驗(yàn)證本文所提策略對于提升電機(jī)運(yùn)行性能的有效性，采用轉(zhuǎn)矩脈動系數(shù)指標(biāo)進(jìn)行對比，轉(zhuǎn)矩脈動系數(shù) KT可以表示為

式中：Tmax、Tmin和Tav分別為穩(wěn)態(tài)時最大轉(zhuǎn)矩、最小轉(zhuǎn)矩和平均轉(zhuǎn)矩。

通過仿真獲得不同轉(zhuǎn)速和負(fù)載下的最優(yōu)參考電流補(bǔ)償值，仿真結(jié)果如圖8 所示。

圖8 參考電流補(bǔ)償值曲面Fig.8 Compensation surface of reference current

根據(jù)仿真結(jié)果擬合出的“Δiref- n-TL”的函數(shù)表達(dá)式為

圖9 為電機(jī)負(fù)載轉(zhuǎn)矩為30 N·m，轉(zhuǎn)速為300 r/min時傳統(tǒng)CCC 與改進(jìn)CCC 后的電壓、電流及瞬時轉(zhuǎn)矩的仿真波形。圖10 為兩相間的典型換相轉(zhuǎn)矩波形，可以看出，傳統(tǒng)CCC 初始導(dǎo)通階段轉(zhuǎn)矩上升緩慢，然后又急劇上升，合成轉(zhuǎn)矩呈現(xiàn)出從過小到過大的變化；而改進(jìn)CCC 明顯提升了初始導(dǎo)通階段勵磁相繞組的輸出轉(zhuǎn)矩，勵磁繞組在小電感區(qū)有更強(qiáng)的轉(zhuǎn)矩輸出能力，相轉(zhuǎn)矩的上升過程更為平穩(wěn)，沒有出現(xiàn)過大的相轉(zhuǎn)矩峰值，有效避免了換相過程中大的轉(zhuǎn)矩波動。

圖9 n=300 r/min，TL=30 N·m 仿真結(jié)果Fig.9 Simulation results at n=300 r/min and TL=30 N·m

圖10 典型換相轉(zhuǎn)矩波形Fig.10 Typical commutation torque waveform

圖11 和 圖12 負(fù)載轉(zhuǎn)矩為30 N·m，轉(zhuǎn)速 為500 r/min 和1 000 r/min 時的仿真波形。可以看出，在勵磁相繞組導(dǎo)通后，勵磁相的電流得到補(bǔ)償，能夠有效增強(qiáng)換相初期的轉(zhuǎn)矩輸出能力，在非補(bǔ)償區(qū)采用固定頻率的PWM 波控制，使得輸出轉(zhuǎn)矩更為平緩。

圖11 n=500 r/min，TL=30 N·m 仿真結(jié)果Fig.11 Simulation results at n=500 r/min and TL=30 N·m

圖12 n=1 000 r/min，TL=30 N·m 仿真結(jié)果Fig.12 Simulation results at n=1 000 r/min and TL=30 N·m

電機(jī)轉(zhuǎn)速分別為300，500，1 000 r/min 時，傳統(tǒng)CCC 轉(zhuǎn)矩脈動分別為84.4%、70.1%和56.2%，改進(jìn)CCC 后的轉(zhuǎn)矩脈動分別為28.8%、26.9%和36.8%。在額定轉(zhuǎn)速下運(yùn)行時，電機(jī)的運(yùn)動電動勢增加，轉(zhuǎn)矩脈動系數(shù)的減小幅度變小，但改進(jìn)CCC 的轉(zhuǎn)矩脈動系數(shù)相比于傳統(tǒng)CCC 仍然能夠得到有效降低，仿真結(jié)果表明了所提策略的有效性。

為了進(jìn)一步驗(yàn)證所提策略的有效性，基于RT BOX 硬件在環(huán)實(shí)驗(yàn)平臺，對所提策略進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。控制算法通過以DSP 為核心的控制器實(shí)現(xiàn)，電機(jī)及功率回路通過RT BOX 仿真盒子模擬實(shí)現(xiàn)。硬件在環(huán)實(shí)驗(yàn)參數(shù)與仿真一致。圖13～圖16 為電機(jī)轉(zhuǎn)速為300，500 r/min，負(fù)載轉(zhuǎn)矩為10，30 N·m 時穩(wěn)態(tài)相電流和瞬時轉(zhuǎn)矩波形。其中，圖13～圖14中波器的時間刻度為每格10 ms，圖15～圖16 中波器的時間刻度為每格5 ms。

圖13 n=300 r/min，TL=10 N·m 實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.13 Experimental results at n=300 r/min and TL=10 N·m

圖14 n=300 r/min，TL=30 N·m 實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.14 Experimental results at n=300 r/min and TL=30 N·m

圖15 n=500 r/min，TL=10 N·m 實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.15 Experimental results at n=500 r/min and TL=10 N·m

從圖13～圖16 可以看出，在傳統(tǒng)CCC 下，由于電流滯環(huán)控制的作用使得相電流的幅值被限，造成換相過程中勵磁相繞組的轉(zhuǎn)矩輸出不足，隨著負(fù)載的加重，轉(zhuǎn)矩脈動也越大。采用改進(jìn)CCC 后，換相區(qū)間的參考電流得到補(bǔ)償，繞組電流明顯提高，增加了勵磁相繞組的轉(zhuǎn)矩輸出能力，能夠?qū)Q相區(qū)間的轉(zhuǎn)矩起到補(bǔ)償作用。在負(fù)載轉(zhuǎn)矩為30 N·m時，勵磁相繞組的補(bǔ)償電流值更大，對換相區(qū)間內(nèi)的轉(zhuǎn)矩脈動抑制作用也更明顯。

圖16 n=500 r/min，TL=30 N·m 實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.16 Experimental results at n=500 r/min and TL=30 N·m

圖17 和圖18 分別為負(fù)載轉(zhuǎn)矩為10 N·m 和30 N·m 時2 種方法的轉(zhuǎn)矩脈動系數(shù)對比圖。可以看出，改進(jìn)CCC 在不同轉(zhuǎn)速下都能有效減小轉(zhuǎn)矩脈動，并且在負(fù)載較重時，轉(zhuǎn)矩脈動抑制效果越明顯，驗(yàn)證了所提策略的有效性。

圖17 TL=10 N·m 時轉(zhuǎn)矩脈動系數(shù)對比Fig.17 Comparison of torque ripple coefficient at TL=10 N·m

圖18 TL=30 N·m 時轉(zhuǎn)矩脈動系數(shù)對比Fig.18 Comparison of torque ripple coefficient at TL=30 N·m

4 結(jié) 論

以三相12/8 極開關(guān)磁阻電機(jī)為研究對象，對SRM 的CCC 技術(shù)進(jìn)行了研究。通過仿真和硬件在環(huán)實(shí)驗(yàn)分析，得出以下結(jié)論：

1）傳統(tǒng)CCC 在電感的線性上升區(qū)能獲得較好的控制效果，但在低電感區(qū)及電感轉(zhuǎn)折區(qū)難以保持合成瞬時轉(zhuǎn)矩的穩(wěn)定。

2）為了增強(qiáng)低電感區(qū)間的轉(zhuǎn)矩輸出能力，采用了一種基于電感曲線分段，對參考電流進(jìn)行補(bǔ)償?shù)目刂撇呗裕⒃陔姼星€的線性上升階段，采用固定頻率的PWM 波進(jìn)行控制，使得輸出轉(zhuǎn)矩更平滑。

3）相比傳統(tǒng)CCC，本文改進(jìn)CCC 能有效減小換相區(qū)內(nèi)間的轉(zhuǎn)矩脈動。