吳啟琴，沈克強，趙俊霞，孫小羊，孟永益

（1.三江學院，南京 210012；2.中國大唐集團，南京 210046）

開關電源又稱為開關變換器，是一種將電能進行高頻化轉換的設備。開關電源技術的發展，使得線性穩壓電源逐步被替代，開關電源在實際的工作過程中，是利用控制驅動電路來調整功率開關管的開與關的工作狀態。開關電源是屬于一種高效能的電源，該技術的推廣運用促進了穩壓電源的大力發展，因其具有變換效率高，功耗低等優勢，現今運用的范圍較廣泛，已在電源市場上占據著主導地位，此外，其發展及運用不僅為國家節省了大量銅、鋼材料和自然界中的不可再生資源，而且極大程度上降低了電源周邊環境的溫度，有助于改善設備的工作環境。

從20 世紀70 年代起，開關電源的設計不斷推陳出新。在產品應用的初期，因開關頻率低、可靠性差的缺點，所以限制了其使用范圍，后期的開關電源就針對上述缺點對其性能不斷加以改進?，F今大功率場效應管（MOSFET）及絕緣柵晶體管（IGBT）等器件的崛起，為開關電源的高頻化打下了良好的根基。后期的開關電源技術因高效率、綠色化、高可靠性和安全性的特性，所以運用到絕大部分的電子設備及產品中。由此可見，電源系統在電子信盧產業中起著關鍵性的作用。

對比于傳統相控電源，AC-DC 變換器利用了開關管的高頻整流電源特性，這屬于技術上的發展，不但可以較為方便地獲得不同等級的電壓，而且還可替換掉相控電源中較重的高頻變壓器及濾波電容和電感，獲得了質的飛躍。同時因采用高頻功率轉換技術及器件，使得電源裝配的大小和重量在極大程度上獲得減小，從而可以與電子產品的主機體積相匹配，并改善了電源的各項性能。因開關電源是現代AC-DC 變換器中的核心部件，所以人們對其要求也在不斷提高，現今正以輕巧性、高頻化、高可靠性和數字化等作為發展的趨勢。

1 反激式AC-DC 轉換器的系統研究與設計

本課題中的這款芯片具有恒壓和恒流2 種工作模式，采用了原邊反饋技術，省去光電耦合器件的使用，對整體電路進行了簡化，從而縮小了體積且降低了成本。此款反激式AC-DC 轉換器，交流電壓輸入值在85～265 V 之間，系統因采用PWM/PFM 調制方法，所以使其工作效率得到提升。在反激式AC-DC 電源芯片系統中又設計了多種保護電路，包括過溫保護電路、欠壓鎖定電路等，從而使芯片處于正常的工作狀態，進一步使電路的可靠性獲得提升。此款芯片在智能手機、平板電腦及數碼相機等電源適配器中運用較多。

1.1 反激式AC-DC 變換器的性能指標

此款芯片實現了恒流/恒壓輸出的功能，并處于不連續導通模式下工作，其中，反饋信號由輔助繞組來獲取，而原邊電感上的電流由檢測電阻進行采樣反饋。綜上可知，2 種反饋無論是哪種，均不是從輸出端直接進行獲取，從而在輸出信號方面的耗損得到降低，獲得更精準的采樣精度，其具體的性能指標見表1。

表1 反激式AC-DC 轉換器的性能指標表

圖1 的芯片系統框圖共有6 個引腳，即VDD 引腳：電源輸入腳，為芯片系統整體供電；RC 引腳：用來控制系統的最小工作周期即最大工作頻率，還為反饋電壓提供線補；FB 引腳：在輔助繞組上，輸出電壓值通過分壓網絡進行采樣及反饋，得到VFB 值，并將其加至誤差放大器的負相端；CS 引腳：對原邊電流值進行檢測，且其值對輸出會產生很大程度的影響；ED 引腳：驅動控制開關管工作狀態的引腳，當ED 為低電平時，原邊電感處于勵磁狀態，ED 為高電平時，副邊電感處于放電工作中；GND 引腳：芯片接地。

圖1 反激式AC-DC 變換器的系統框圖

1.2 反激式AC-DC 變換器的系統框圖

此次設計的芯片系統主要分為3 大模塊進行研究設計，分別為芯片內部基本電路設計，仿真、芯片中的保護電路設計與仿真和芯片內部功能電路研究與設計，其中芯片內部基本電路包括帶隙基準電路、振蕩器、參考電壓產生電路及兩級運放電路；另外，芯片中的保護電路包含過溫保護電路、欠壓鎖定電路、復位置位電路及峰值電流檢測電路；芯片內部功能電路含有RC 循環定時電路、線纜補償電路、恒流恒壓切換模塊及諧振谷底檢測電路，現對系統結構圖中的部分功能塊介紹如下。

基準電壓為芯片系統中的誤差放大器和參考電壓產生電路等供給基準電壓，同時為其余的單元電路供給偏置電壓，來保障系統處于正常工作狀態。

振蕩器主要形成具有固定頻率的方波波形，該方波將給芯片中的部分模塊提供工作所需的頻率，可通過分頻模塊或直接來供給。

前沿消隱電路是用來消除尖峰的。當開關管剛導通時，CS 上易產生一個電流尖峰，此尖峰電流的值與原邊繞組中的多余能量及開關結點上的寄生電容數值相關，此尖峰電流在流經原邊電流檢測電阻，會在其上形成類似于毛刺的信號。而本文所采用的是峰值電流法控制開關管的關斷，因此尖峰電流較大會使得峰值電流控制電路以為這時的電流已達峰值，進而使開關管產生誤判斷而處在關斷工作態，所以需要將此尖峰電流屏蔽掉。

啟動電路：當VDD 引腳上的電壓到達預先設定值，那么啟動電路便開始工作，產生控制信號使其他模塊處于正常工作狀態，其為常規電路。

斜坡檢測電路：主要是用于檢測消磁結束后反饋電壓斜率發生變化的位置，同時還可表示諧振谷底的位置，其為常規電路。

RC 循環定時電路：對開關管的最小導通時間即最大工作頻率起決定性作用。

線纜補償電路：因AC-DC 變換器利用的是原邊反饋，所以會存在線纜壓降情況，此電路就是為了解決上述情況。電纜上的壓降與負載上的電流值有關，線纜補償電路中會產生隨負載電流變化的電壓，其對導線上所損耗的電壓進行補償。當系統處于恒流模式下，負載上流過的電流不變且其值很高，若是處于恒壓狀態下，負載上流過的電流會快速下降，那么系統線纜上必然會存在壓降，進而會對系統輸出電壓的精度產生影響，而通過該電路來為電子電路中電線上損耗的電壓給予償還，使恒壓輸出精度獲得提高。

恒流/恒壓切換模塊電路：恒流環路中的反相端接反饋的電流信號Vcc，同樣恒壓環路中的負反饋輸入端接Vcv，而同相端各自接不同大小的參考電壓，兩誤差放大器的輸出連接在一起，作為芯片系統的控制電平Vcom。若Vcom 的值較大，則開關的導通時長就較長，反之則較短。當恒壓環路采樣到的信號VCV＜＜1.44 V，而此時相應的恒流環路采樣到的信號VCC≈1.25 V，開關電源芯片將處在恒流狀態下；當恒壓環路采樣到的信號VCV≈1.44 V，而此時相對應的恒流環路獲取到的信號VCC＜＜1.25 V，可見，當前開關電源芯片處在恒壓狀態下。

諧振谷底檢測電路：功率開關管斷開時，副邊電感上耦合的能量全部釋放即其上電流降為零時，磁勵電感、漏感和功率開關管漏極電容會形成LC 諧振電路，此時采用諧振谷底檢測電路可較為精準地檢測出諧振時的谷底位置，在此位置處使開關管工作在開通狀態下，可極大程度上降低開關損耗，則系統整體效率將獲得提升。

開關電源系統中還包括保護電路及控制電路等功能塊。若電源電壓相比于原先預定值低，此時在欠壓鎖定電路作用下，變換器電路將暫時停止工作，待電源電壓比設定值高時，系統才會恢復正常工作，該電路的存在使芯片系統避免在電源電壓過低情況下，輸出錯誤信號。每個工作周期內，系統中原邊采樣電阻上流過的最大電流因峰值電流檢測電路的存在而受限，從而避免了功率開關管中因流經過大的電流而毀壞。若是電路中的溫度處于過高情況下，過溫保護電路會暫時斷開開關，直到再次給啟動信號，系統才能處于正常工作中，從而使芯片在過溫時不被損壞，起到保護電路的作用。當芯片正常工作時，對電路中的數字電路部分進行置位，當電源電壓過低時，對電路起復位作用。此外，系統中的控制電路用于調控整個系統中各個單元模塊的工作，并方便本芯片和其外圍電路之間的協調工作。

2 反激式AC-DC 變換器的系統設計

此款芯片是采用原邊反饋技術進行工作的，所以芯片未使用光耦器件，減少了外圍電路研發的工作量，同時該芯片控制系統更加的輕巧，相應地減低了其成本。此款開關電源芯片系統擁有較長的使用壽命、較高的可靠性和較強的穩定性等優勢，此處采用的是電流控制模式，該芯片系統的具體電路原理如圖2 所示。

由圖2 可見，交流的輸入電源信號首先會經由整流濾波后產生具有紋波的直流信號，在剛開始加入交流市電時，由于功率開關管Q 處在關斷狀態，此時之前產生的直流電壓將經過R0 為C4 充電，若是C4 兩端上的壓降超過芯片工作的閾值電壓，芯片內各個模塊電路將處于正常工作狀態。電路系統中的C1、C2 和L 構成了π 型LC 濾波電路。電路中Rcs 上的電壓就可以反映原邊電感電流的大小，此處的Rcs 值僅0.1 Ω。電路中的變壓器是為了將前面產生的原邊直流電壓耦合到副邊的輸出端。輔助繞組Na 是為了在V0 發生變化時，對V0 值進行采樣，并且利用R1 和R2 對其進行分壓，進而產生反饋信號，此信號反映了輸出信號的大小。電路系統中開關信號的占空比隨著采樣到的輸出電壓或電流的變化而變化，從而使輸出趨于穩定。Q 處于導通工作，原邊電感便進行能量存儲，因為原邊與副邊的電感極性相反，所以二極管D7 工作在反偏截止，Cout 為Rout 供能，而VDD 引腳上的電壓由C4 為其提供；若Q 工作在關斷下，變壓器原邊電感將不再進行儲能，感應電動勢反向，此時Np 將之前存儲的能量傳遞到Ns 和Na 上，此時D7 導通，副邊電感進行放電，將能量傳送給Cout 及Rout，對Cout 在之前開關導通時所消耗的能量給予補償。

圖2 AC-DC 反激式開關電源的系統工作原理圖

系統中的RCD 吸收回路由R3、C3 和D5 組成，主要起到吸收原邊的漏感能量，減小電磁干擾的作用。當功率管關斷時，因初級側電感的漏感中存儲了一定的能量，其漏端電壓會急速上升，所以需將漏感上的能量及時釋放掉，否則會因功率管漏端過高的電壓而致使功率管損壞。功率管漏端電壓由RCD 吸收回路中的D5進行鉗位，開關將工作在導通態，C3 上的能量由R3 進行釋放。同時R3 的值比較大，可消耗大部分漏感能量，從而使開關管漏極尖峰電壓降低，對開關管Q 起到保護作用。D8 和R4 是為了給開關管工作在導通狀態時，其基極上提供電流，使其穩定的工作。Rc 和Cc組成了RC 循環定時電路，通過內部電路控制其充放電，進而將開關電源的工作頻率進行改變，同時采樣電容上的電壓也將對電纜上消耗的電壓進行補償。輸出端的整流濾波電路由D7 和Cout 組成，由此可獲得較穩定的輸出電壓，其中D7 為整流二極管，Cout 為濾波電容。

2.1 反激式AC-DC 變換器的工作模式

此次設計的開關電源芯片處在斷續導通的工作模式下，設原邊線圈和副邊線圈上的匝數分別為Np、Ns，其一個工作周期T 可劃分為3 個工作區：開關管開通時間T1；退磁時間T2，即次級電流降為零；死區時間T3，即T2 后到開關管再次導通的時間。由此可見，Ns上的電流在開關管關斷前就已降低到零。起始階段中，開關管處在T1 工作狀態，經過濾波整流后的輸入直流電壓為Vi，假設原邊及副邊電感值分別為Lp、Ls，此時Lp 上進行能量儲存，Lp 上的電流Ip 將呈線性的增長趨勢，而副邊的D 處在截止工作態，所以原邊電感上的峰值電流Ipeak 為

T1 階段之后，開關管將關斷，Lp 上之前所存的能量將傳送給Ls，而Ls 上因電動勢反向，使得二極管D導通工作，將能量傳給輸出電容及負載電阻，從而有Ls 上的電流Is 開始從最大值線性下降，因處于電流斷續工作模式，所以Is 降至0 后還需經過一段時間，開關管才會再次導通。

此時輸出電流為

在開關管導通時，存儲在變壓器上的能量為

在一個周期內，變壓器中輸入的能量將全部在輸出端進行釋放。假設開關電源的總周期為T，那么輸出負載Rout 上消耗的功率P0 為

P0 又可通過輸出電壓與負載電阻的函數表達式為

整理可得

化簡后得

又因為T1=T·D，T=1/f，其中D 為占空比，f 為開關電源系統的工作頻率，所以輸出電壓受原邊電感大小、輸入電壓值、開關電源的占空比大小、系統的工作頻率及負載電阻變化的影響。由式（7）可知，負載電阻的變化和系統工作頻率成反比關系，若是輸入電壓值和原邊電感值固定不變，則需調節占空比，并通過系統的工作頻率調整來使負載的變化得到調節，從而使輸出電壓穩定。

2.2 芯片外圍部分器件的選擇

外圍圖參考圖2，電容Cbs 是耦合電容，其作用是在初始化階段時將FB 腳電壓抬升至1.84 V，此直流電壓由內部的偏置電路提供。因電容Cbs 上的電荷量保持不變，從而使得FB 腳的電壓大于零，有利于電路的處理。此外，Cbs 的耦合作用使得FB 引腳電壓隨著Na上電壓的變化而變化，一般Cbs 的取值為47nF±20%；采樣電阻Rcs 一般都較小，此處選擇的是100 mΩ；分壓電阻R1 是R2 的40 倍，一般R2 為115～135 Ω，R1 為4.6～6.4 kΩ；Cc 一般取220 pF～2.2 nF，Rc 取60～70 kΩ，具體值根據應用的情況及實際制作的誤差進行調整。

輸出濾波電容Cout 的選?。涸诜醇な酵負浣Y構中，輸出電容可進行能量的存儲。若是開關管處于導通工作時，輸出電容可為負載供電，從電容的儲能功能進行分析，由能量守恒定律可知

又因T1=T·D，T=1/f，所以可化簡為

此次設計綜合考慮后所取的Cout 范圍為200～400 uF。

3 系統整體電路仿真驗證

本文完成了具有恒流、恒壓輸出的反激式AC-DC變換器的設計，并基于上華CSMC0.5 μm 和TT 工藝，在27 ℃，輸入交流電壓220 V 條件下，通過添加外圍電路對本文所設計的芯片進行全仿真來驗證其整體性能和輸出特性。

3.1 芯片引腳波形仿真與驗證

由圖3 可知，FB 腳反饋輸出電壓包含3 種工作狀態：原邊充電、副邊放電及原邊諧振；CS 腳反映原邊電流的值，其值是朝負值方向增大；ED 腳用來調節開關管的開通與關斷，當其為低電平時，處于正常開通狀態，反之則關斷；RC 腳實現定時功能和線纜補償功能，由圖3 可知芯片各引腳可正常工作。此外，在剛開始工作期間，開關的周期較大，輸出電平開始逐漸抬升，而伴隨著工作時間的增長，輸出值將逐漸趨于穩定。由于頻率的不斷變化，開關管的導通時間也會隨著工作過程的進行而不斷發生變化，從而實現了PWM/PFM 混合調制。

圖3 芯片引腳仿真波形圖

3.2 系統恒流性能的仿真與驗證

按照芯片的設計要求，負載從0.5 Ω 到5 Ω 時，電路工作處在恒流模式。若負載超過5 Ω 后，系統則處在恒壓工作中。本次設計選擇負載等于2.1 Ω 時，對芯片的系統進行恒流環路仿真驗證，仿真波形圖如圖4 所示。

圖4 系統恒流模式下輸出波形圖

從圖4 中可以看出：給電路加了2.1 Ω 的負載之后，系統電路的輸出電壓從開始的不斷增大到最終穩定在約2.19 V，因為輸出濾波電容的作用，所以輸出的電壓值會發生波動，其紋波為0.09 V，相當于輸出電流為1.04 A，輸出電流的紋波為0.03 A，紋波約為輸出的±2.9%，滿足系統恒流的指標要求。

3.3 系統恒壓性能的仿真與驗證

選擇負載等于50 Ω 時，對芯片的系統進行恒壓環路仿真驗證。從圖5 中可以看出：系統電路的輸出電壓從開始的不斷增大到最終穩定在約5.01 V，輸出電壓的紋波接近0.19 V，紋波約為輸出的±3.8%，滿足系統恒壓的設計指標要求。

圖5 系統恒壓模式下輸出波形圖

3 結論

本文所設計的一款反激式AC-DC 變換器，輸入交流電壓范圍為85～265 V，內建5 MHz 頻率的振蕩器，其系統的工作效率通過電流控制型PWM/PFM 調制方式得到提高。本次芯片系統設計采用的是CSMC 0.5 μm工藝，基于Cadence 平臺進行電路設計與仿真，然后對該電路進行了仿真驗證，此款開關電源系統不再使用光耦器件，進而節約了成本。本文最后對開關電源系統的整體電路進行了仿真驗證，結果符合設計指標要求。