三相電源變頻諧波優(yōu)化應(yīng)用研究

范立榮，李懷俊

(廣東交通職業(yè)技術(shù)學院汽車與工程機械學院，廣東 廣州 510650)

1 引言

三相電源變頻諧波優(yōu)化技術(shù)在變頻調(diào)速、無功補償、有源濾波、可再生能源并網(wǎng)發(fā)電等領(lǐng)域等均具有廣泛的工程應(yīng)用價值。傳統(tǒng)三相無源PFC被各大廠家廣泛應(yīng)用，但電流波形還存在大量諧波，不“正弦化”，母線電壓不能升高和穩(wěn)壓，且隨負載非線性、離散化而波動較大。近年來隨著智能化數(shù)字化不斷發(fā)展，三相有源PFC由于采用數(shù)字化高頻控制，控制板體積不僅可以大大減小，母線電壓可在線修改且保持恒定，功率因數(shù)可達0.99。三相有源PFC數(shù)字控制有單開關(guān)PFC和多開關(guān)PFC兩類[1]。

三相單開關(guān)PFC可以看成是單相電流斷續(xù)(DCM) PFC在三相電路中的延伸[2，3]。三相單開關(guān)PFC電路開關(guān)器件數(shù)量最少，但輸入電流畸變嚴重，從而該PFC電路只適應(yīng)于小于10kW輸出功率且低要求輸入電流的場合下[4]；在三相雙開關(guān)PFC電路中雖然在較小的輸出電壓下就可以獲得比較小的THD，但電路的不足之處是電路工作在DCM下，THD仍比較大[5，6]；三開關(guān)的三相PFC電路可選用低頻率的開關(guān)器件，從而降低了系統(tǒng)的成本，簡化了控制，但不足之處在于這樣控制方法下THD仍然比較大，Boost電感值要取得比較大[7，8]；四開關(guān)三相PFC電路不存在直通危險，但其不足之處在于輸入不對稱的輸入電路電流，從而存在了偶次諧波[9]；三相六開關(guān)PFC電路的優(yōu)點是輸入電流的THD小，功率因數(shù)為1，輸出直流電壓低，效率高，能實現(xiàn)功率的雙向傳遞，適用于大功率應(yīng)用。不足之處是使用開關(guān)數(shù)目較多，控制復雜，成本高，而且每個橋臂上兩只串聯(lián)開關(guān)管存在直通短路的危險，對功率驅(qū)動控制的可靠性要求高。

針對上面?zhèn)鹘y(tǒng)各種方法的諸多不足，采用新型6脈波PWM整流，軟件控制算法采用電流內(nèi)環(huán)、電壓外環(huán)的三相電壓型PWM整流器系統(tǒng)的直接電流控制方法，同時增加軟啟動充電電路和全程智能雙閉環(huán)數(shù)字式三相PFC控制技術(shù)，運用特殊的電源位置處理方法，巧妙的避免了常規(guī)的PLL電源位置估算不準的方法和降低了經(jīng)典的位置傳感器估算電源位置的設(shè)計成本，以實現(xiàn)三相電源諧波的2-40次控制，負載升高至一定電壓后可保持恒定，有效擴寬負載轉(zhuǎn)矩范圍及帶載能力，同時實現(xiàn)高功率因數(shù)。

2 三相PFC拓撲

2.1 傳統(tǒng)三相六開關(guān)PFC主電路拓撲

圖1是傳統(tǒng)三相六開關(guān)組成的三相PFC主拓撲電路圖。

在圖1中，ea、eb、ec為電網(wǎng)輸入三相電源，L為三相各自輸入的電感，Cd為儲能濾波電容，R1為輸出等效負載。六只開關(guān)管分別組成三相輸入a，b，c的三組橋臂，每組橋臂都有二極管并聯(lián)，每相輸入電流的導通和關(guān)斷VT1～VT6通過上、下橋臂中開關(guān)管的控制以及對應(yīng)二極管續(xù)流來完成的。三相六開關(guān)實際可等效為三個單相單開關(guān)電路來分析，其等效的任意一相電路如圖2所示。

圖1 傳統(tǒng)三相PFC整流主電路拓撲圖

這里E、I為電網(wǎng)電動勢、電網(wǎng)電流矢量，V為整流橋交流側(cè)PWM基波分量。按照圖2電路矢量關(guān)系圖，可以得到式(1)關(guān)系

圖2 等效每相單開關(guān)矢量電路圖

(1)

通過式(1)可以得出，當把E作為參考時，通過控制交流電壓矢量V即可實現(xiàn)高效PWM整流。

由于三相六開關(guān)控制的開關(guān)數(shù)量眾多，且開關(guān)模態(tài)也眾多，因此六開關(guān)拓撲的三相PFC通常采用DSP的數(shù)字化進行控制[10]。

2.2 改進三相六開關(guān)PFC電路拓撲

傳統(tǒng)三相六開關(guān)推導得到的三相六開關(guān)PFC電路的數(shù)學模型是一個變量間存在相互耦合關(guān)系的電路模型。其中每一相的輸入電流不僅受這一相的開關(guān)函數(shù)控制，也受其它兩相影響，這樣的藕合系統(tǒng)在設(shè)計控制器的時候會遇到許多困難[11]。因此需要對模型進行簡化，同時為防止PWM整流時負載空載或較輕導致輸出過壓損壞器件，增加三相軟啟動充電電路，改進型電路拓撲如下圖3所示。

通過2.1中式(1)可以得出任意一相電壓矢量關(guān)系式(這里以R相為例)如下式(2)所示

圖3 傳統(tǒng)三相PFC整流主電路拓撲圖

(2)

這里Vr為R相電源矢量，ua為PWM整流交流側(cè)電壓基波矢量，Vo為整流輸出電壓，Vdc-為整流輸出參考端電壓，d1為與輸出電壓成比例的常數(shù)，同理其它S相、T相參數(shù)同。

由式(2)可以推導出式(3)

(3)

同理對S相、T相均有式(4)、式(5)

(4)

(5)

把式(3)+式(4)+式(5)累加可以得到式(6)

(6)

如果忽略高次諧波分量，則可以得到式(7)

(7)

由上面可以得出三相PFC任意一相整流輸出電壓外環(huán)與電流內(nèi)環(huán)的控制如下圖4所示。

具體控制算法將在第三部分重點介紹。

圖4 新型三相PFC-R相數(shù)字控制算法框圖

3 三相PFC PWM整流新型數(shù)字化控制

3.1 新型數(shù)字化控制技術(shù)硬軟件結(jié)構(gòu)

三相PFC新型數(shù)字控制技術(shù)硬軟件設(shè)計框圖如圖5所示。

該方案的硬件拓撲主要由三個輸入電抗器L1、L2、L3，Q1～Q6為IGBT，電容C1、C2，Matlab-S函數(shù)，ADCA0、ADCA1、ADCA2組成相電流采樣電路，ADCA3、ADCA4、ADCA5組成線電壓采樣電路，ADCA6組成母線電壓采樣，所有電壓電流采樣輸入至Matlab-S函數(shù)進行離散化數(shù)據(jù)處理，等效于將模擬量送入DSP采樣，經(jīng)過三相PFC的控制方法運算處理，最后按SPWM規(guī)律輸出PWM1-PWM6分別控制Q1-Q6的IGBT通斷，使A、B、C三相電流按一定規(guī)律經(jīng)過電抗器L1～L3、Q1-Q6 中IGBT及續(xù)流二極管D及電容組C1、C2，分別在電抗器內(nèi)儲存能量和釋放能量，從而使A、B、C三相電流相位實時跟隨相應(yīng)的電壓相位，提高功率因數(shù)和提高且穩(wěn)定直流母線電壓在指定的數(shù)值。

圖5 三相PFC硬軟件設(shè)計框圖

3.2 三相PFC新型數(shù)字化控制算法

軟件控制方法及其說明如圖6所示。

該方案的軟件主要根據(jù)母線電壓的采樣值A(chǔ)DCA6及給定值Vref和A、B、C三相各自的實際相電壓VA、VB、VC經(jīng)過離散二階PID調(diào)節(jié)器1及其相應(yīng)的各相LineA、LineB、LineC相的電壓變換及其鎖相控制A、B、C，得到A、B、C各自的相電流的給定值Iref＿A、Iref＿B、Iref＿C，作為母線電壓調(diào)節(jié)的外環(huán)，實時調(diào)節(jié)母線電壓VDC，使其升高并穩(wěn)定在給定值Vref。再將A、B、C三相各自的相電流的給定值Iref＿A、Iref＿B、Iref＿C和對應(yīng)的實際相電流IA、IB、IC及其實際相電壓VA、VB、VC經(jīng)過二階PID調(diào)節(jié)器2、3、4及其相應(yīng)的各相滯環(huán)變換控制，得到A、B、C三相各自的相電壓的參考值Vcma、Vcmb、Vcmc，作為三相相應(yīng)相電流調(diào)節(jié)的內(nèi)環(huán)，實時調(diào)節(jié)三相輸入相電流IA、IB、IC的波形相位跟隨相應(yīng)相的相電壓VA、VB、VC的波形相位，從而提高功率因數(shù)，電流波形“正弦化”大大減小三相電源變頻空調(diào)器各相的諧波成分和含量。最后，將Vcma、Vcmb、Vcmc作為輸入，經(jīng)過矢量調(diào)制，計算出三相PFC六開關(guān)的通斷時間TA、TB、TC和各自占空比。

圖6 三相PFC新型軟件算法控制

3.3 改進型電源位置估算算法

圖5中鎖相所產(chǎn)生的LineA、LineB、LineC由改進的電源位置估算算法產(chǎn)生，電源任意一相首先由相電壓采樣后首先經(jīng)微分歸一模塊產(chǎn)生dIα、dIβ，再經(jīng)過龍貝兒觀測器經(jīng)與常數(shù)Kω成比例符號函數(shù)流Id產(chǎn)生鎖相角度θest=wt，而相電流IA、IB、IC經(jīng)3s/2r變換后產(chǎn)生的q軸旋轉(zhuǎn)電流Iq與電源參考Iqref=0比較其誤差信號經(jīng)PI調(diào)節(jié)器后產(chǎn)生Vcmq，Vcmq與估算產(chǎn)生的鎖相角度θest=wt共同作用于2r/3s模塊用于產(chǎn)生各相電壓電流的參考值Vcma、Vcmb、Vcmc，以便實時實時更新SVPWM產(chǎn)生6相PWM波。此種改進的電源位置估算算法規(guī)避了常規(guī)的PLL電源位置估算不準的方法和降低了經(jīng)典的位置傳感器估算電源位置的設(shè)計成本，對工程應(yīng)用有很高的經(jīng)濟及技術(shù)價值，具體設(shè)計框圖及改進PLL型電源位置估算算法如圖7(a)、(b)所示。

圖7 改進型電源位置估算算法框圖及其算法實現(xiàn)

4 Matlab-S函數(shù)程序?qū)崿F(xiàn)

Matlab-S函數(shù)可以實現(xiàn)用戶添加自己的編寫的算法庫，以次來驗證自己設(shè)想的控制策略。該算法可以用Matlab程序語言編寫，也可以用C語言等其它語言進行編寫。選擇利用系統(tǒng)提供的S函數(shù)模板來添加自己程序?qū)崿F(xiàn)上面數(shù)字控制算法。S函數(shù)由mdlInitializeSizes初始化模塊(作用是初始化輸入輸出狀態(tài)矢量)、連續(xù)狀態(tài)微分mdlDerivatives模塊(作用是對輸出狀態(tài)進行算法更新)、連續(xù)狀態(tài)更新mdlUpdate模塊(作用是采樣時間更新及輸出變量在狀態(tài)值的下一個時刻更新等)、矢量狀態(tài)輸出mdlOutputs模塊(作用是算法層的編寫，電壓鎖相及電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)及功率環(huán)調(diào)節(jié)器及矢量占空比輸出等)、連續(xù)狀態(tài)采樣時間mdlGet Times of Next及仿真終止mdlTerminate等組成。

軟件算法驅(qū)動核心層具體在Matlab-S函數(shù)static void mdlOutputs(SimStruct *S，int＿T tid)圖實現(xiàn)，算法采用電流內(nèi)環(huán)、電壓外環(huán)的三相電壓型PWM整流器系統(tǒng)的電流滯環(huán)控制方法，系統(tǒng)采樣輸入電網(wǎng)輸入電壓、電網(wǎng)輸入電流及母線電壓，之后即根據(jù)采樣得到的負載電流Ia、Ib、Ic與參考電流Iref＿A、Iref＿B、Iref＿C比較經(jīng)滯環(huán)輸出PWM信號，要注意的是軟件中必須兼顧環(huán)寬h與開關(guān)頻率的關(guān)系，減小環(huán)寬h可以提高負載電流的跟蹤精度，但開關(guān)頻率也會與之增大，損耗發(fā)熱加重，因此軟件中兼顧了開關(guān)頻率和跟蹤精度兩方面的要求，具體設(shè)計編寫的S函數(shù)程序模塊sThreePhaseRecCon及經(jīng)S函數(shù)編譯生成的sThreePhaseRecCon.mexw64文件，圖8(a)、(b)所示是 S函數(shù)編寫的算法核心驅(qū)動模塊及其編譯成功后結(jié)果。

為了驗證本文提出的算法有效性和可行性，把上面編譯成功Matlab-S函數(shù)核心算法模塊加入Matlab-Simulink仿真模塊并進一步仿真。

圖8 Matlab-S函數(shù)核心算法模塊及編譯結(jié)果

5 結(jié)果與分析

綜合前面所述，該系統(tǒng)搭建的MATLAB/Simulink仿真系統(tǒng)如圖9所示：

主電路由由三相正弦交流電輸入，經(jīng)輸入電感再到三相橋式PWM-六開關(guān)IGBT整流器，最后到電阻負載。電機參數(shù)為：負載功率P=10kW(對應(yīng)輸出電阻R3=7002W/10000V=49Ω)；額定輸入線電壓Uab=380V；開光頻率fs=8kHz；電解電容C1、C2串聯(lián)選用，C1=C2=2200uF；輸入電感L1=L2=L3=4mH；并把S函數(shù)生成的sThreePhaseRecCon.mexw64文件進行加載，所有上述參數(shù)設(shè)置及模塊完成后，設(shè)置終止仿真時間為1s，帶額定滿載10kW下啟動運行，仿真結(jié)果如下：圖10(a)輸出母線電壓波形，圖10(b)為電網(wǎng)輸入三相電壓及對應(yīng)電流波形(為了跟蹤電網(wǎng)電壓與電流是否同相位，電壓縮小100倍，電流縮小15倍使其在同一個坐標系下)，圖10(c)為功率鎖相環(huán)乘積輸出的三相參考電流Iref＿A、Iref＿B、Iref＿C波形。

圖9 三相PFC仿真系統(tǒng)

仿真結(jié)果分析：從圖9三相PFC輸出關(guān)鍵參數(shù)波形可以看出，PFC開啟時母線電壓平緩上升，至0.08s即到80ms時達到700V，且母線電壓在698～701V之間波動，紋波電壓在3V以內(nèi)，遠小于20V要求；電網(wǎng)各相輸入電流在0.03即30ms時與電網(wǎng)電壓達到同頻同相位，電流啟動過程中電壓電流無沖擊過流發(fā)生，啟動平緩，真正實現(xiàn)高功率因數(shù)，同時圖9(c)還給出了經(jīng)鎖相之后的各相參考電流波形，電流也基本在30ms內(nèi)鎖定電源位置輸出，從而充分驗證了本文提出的新型三相PWM高效整流控制算法的可靠性與可行性。

圖10 系統(tǒng)仿真輸出各參數(shù)波形圖

在powergui中也對定子電流額定滿載下進行了FFT頻譜分析(額定頻率50Hz，分析起始時間從0.3s開始的后的10個周期(因系統(tǒng)從0.03s即達到穩(wěn)態(tài))，基準頻率選取50Hz，分析至最大2kHz，即分析2～40次諧波，UIabc它是一個矢量，存儲了三相電網(wǎng)輸入電壓及電流波形，這邊選取電網(wǎng)三相輸入電流input2，在其頻率穩(wěn)定后對其做對其做FFT分析，電網(wǎng)三相電流Ia、Ib及Ic的諧波分析頻譜圖如圖11(a)、(b)、(c)所示(電流這邊是縮小了15倍的電流)：

從圖10(a)、(b)、(c)可得出如下表1各相基波及諧波占比大小：

圖11 輸入電網(wǎng)三相電流FFT分析

表1 電網(wǎng)三相輸入電流基波及諧波占比大小

從表1可以進一步看出，電網(wǎng)三相輸入電流諧波畸變率THD<5%，可以達到國標及出口要求，且三相電流基本平衡，進一步驗證了提出的Matlab-S函數(shù)算法編寫的有效性及可行性。

6 結(jié)論

提出的基于新型三相PFC高效數(shù)字整流技術(shù)，在Matlab上經(jīng)編寫C語言程序經(jīng)編譯加載至Matlab-Simulink系統(tǒng)模型中，經(jīng)仿真驗證后，在額定10kW功率下，功率因數(shù)可達0.99，THDi<5%，2～40次諧波滿足國標及出口要求，輸出電壓及輸入各相電網(wǎng)電流在啟動過程中無沖擊，動態(tài)響應(yīng)時間快，切換平穩(wěn)，適應(yīng)性高，魯棒性強，算法可行性好，輸入三相電網(wǎng)電壓和三相電流波形同頻同相位，且正弦度高，由此可證明該方案在PWM整流中的可行性。