一種低檢測閾值的高速主被動混合淬火電路設計

謝海情，陸俊霖，曹武，陳振華，陳泳全，尹趙欣

（1.長沙理工大學柔性電子材料基因工程湖南省重點實驗室，湖南長沙 410114；2.長沙理工大學物理與電子科學學院，湖南長沙 410114）

自20 世紀以來，單光子檢測技術因在國防安全、社會經濟和工業生產等領域的重要作用，已被許多國家列為重點發展項目。但單個光子的能量僅為10-19J 左右，普通的光探測器很難檢測到如此微弱的光信號。因此，單光子探測器（Single Photon Detector,SPD）逐漸成為科研工作者的研究熱點[1-3]。雪崩光電二極管（Avalanche Photon Diode,APD）是一種具有內部增益的光電探測器，基于APD 的單光子雪崩探測器（Single Photon Avalanche Detector,SPAD）具有內部增益大、噪聲低、靈敏度高等優點，并能與現有CMOS 工藝兼容，集成度高，廣泛應用于3D 成像、光測距、空間探測和量子通信等領域[4-8]。工作于蓋革模式的APD 在完成一次單光子探測后，因其雪崩會自持而無法探測后續到來的光子，必須設計淬火電路完成APD 的淬滅與恢復[9]。APD 從被淬滅到恢復，期間不能進行單光子探測，這段時間稱為死區時間。為實現高頻率的單光子探測，死區時間成為衡量淬火電路的主要性能指標。

常見的淬火電路主要有被動淬滅、主動淬滅和門控淬滅三種結構。被動淬火電路結構最為簡單，基于電阻分壓原理，當APD 檢測到光子后，雪崩電流經過大電阻產生壓降，使APD 反向偏置電壓降低至雪崩擊穿電壓以下，實現雪崩淬滅。該結構淬火電路的淬滅時間主要由串聯電阻決定，由于電阻值較大，因此死區時間較長，難以滿足高頻率光子檢測需求[10]。門控淬火電路采用固定頻率方波信號控制APD 的偏置電壓，使APD 能夠以固定的頻率處于待測或淬滅狀態[10-12]。該結構電路的淬滅速度取決于門控信號的頻率，容易實現納秒級的死區時間，但僅適用于光子到達時間確定的檢測環境中。

主動淬火電路在被動淬火電路中增加反饋回路，也稱為主被動混合淬火電路。該電路用反饋信號控制淬滅與恢復開關，從而實現APD 的快速淬滅與恢復，成為目前主流的淬火電路結構。文獻[13]提出高速緊湊型主動淬火電路，其總的死區時間小于4 ns。文獻[14]采用反相器作為檢測比較器，基于0.18 μm 工藝，提出了淬滅與復位時間均小于4 ns 的主動淬火電路。文獻[15]采用標準CMOS 工藝，設計了一種死區時間為1.02～3.55 μs 的高速主動淬火電路。然而，現有的淬火電路要求APD 輸出的雪崩電流較大，造成電路的功耗較大，不滿足集成電路低壓低功耗的發展要求。

1 電路設計

1.1 APD SPICE模型

文中所提出淬火電路所針對的LSAMBM APD結構如圖1 所示[16]，其I-V特性曲線如圖2 所示。當反向偏置電壓小于8.3 V 時，APD 工作在線性模式，電流增長緩慢。當反偏電壓大于8.3 V 時，APD 發生雪崩，工作于蓋革模式。反偏電壓等于9 V 時，輸出電流為1.3 μA。

圖1 LSAMBM APD 結構圖

圖2 APD I-V特性曲線

通過Verilog-A 語言描述分段多項式函數[式（1）]來擬合LSAMBM APD 的I-V特性曲線，構建其SPICE模型。

1.2 主被動混合淬火電路設計

針對LSAMBM APD 的低雪崩電壓和低雪崩電流，設計了一種具有低檢測閾值的快速主被動混合淬火電路。通過引入反饋信號控制APD 陽極電壓實現快速淬滅與恢復，縮短死區時間。整體電路結構如圖3 所示，主要由電流檢測模塊、邏輯控制模塊以及淬滅恢復管組成。待測狀態下R2上的壓降約為0.1 V，為保證APD 發生雪崩時的過偏置電壓達到0.7 V，Vc設置為9.1 V。

圖3 整體電路結構

精確檢測到雪崩電流是淬火電路正常工作的前提。針對LSAMBM APD 的雪崩電流僅為1.3 μA，傳統電流檢測方式無法實現檢測。文中提出的淬火電路設計由M1-M5、R2、R3組成電流鏡結構，實現雪崩電流檢測。R2作為被動淬滅電阻，將雪崩電流轉換為電壓，I1用于與雪崩電流作比較。M3、M4構成等比例的電流鏡。在忽略工藝偏差的情況下，V1、V2的電位完全相等。初始狀態下，R3支路電流大于R2支路電流，即V2＞V1；當APD 發生雪崩時，雪崩電流流經R2，此時V1＞V2，比較器翻轉，后續邏輯電路工作狀態發生改變，開始淬滅與恢復。

邏輯控制模塊由比較器、延時電路組成。淬火電路整體的死區時間主要取決于比較器的檢測延遲，比較器電路結構如圖4 所示。

圖4 比較器電路結構

比較器由差分運放和反相器組成。輸入對管寬長比M7∶M8=1∶1，負載管寬長比M9∶M10=1∶N。當VA=VB時，M7、M8所在支路的電流近似相等。M9為二極管連接方式，工作于飽和區，M10工作在三極管區。漏源極電流分別為：

由式（2）、（3）可得：

選取合適的N值，使||VDS10小于M12的閾值電壓VTH，M12截止，M11導通，經兩級反相器輸出VQC=VDD。當VA＞VB，M10進入深三極管區，||VDS10進一步減小，輸出端保持高電平不變。

當VB-VA大于一定值（檢測閾值）時，M10進入飽和區，在忽略溝道長調制效應的情況下，IDS9∶IDS10=1∶N,Y點的電位開始下降，M12導通，輸出低電平。考慮失調電壓，檢測閾值V的表達式為:

式中，ISS為尾電流，保持ISS和輸入對管的寬長比不變，通過改變N的值，可以控制比較器的檢測閾值電壓，該設計N取2，檢測閾值等于50 mV。比較器的工作狀態如表1 所示。

表1 比較器工作狀態

比較器的輸出作為淬滅信號控制M6和M7的關斷和導通，淬滅信號反相后經延時電路輸出復位信號至控制M8和M9的工作狀態。

當APD 處于待測狀態時：V2＞V1，VQC為高電平，VRES為低電平，M6-M9均關斷。

檢測到光子入射，APD 發生雪崩：雪崩電流通過R2使VR2升高，從而使V1升高。V1、V2的壓差可由下式表示：

其中，IC為雪崩電流，IDS2為M2的漏極電流，均為固定值。

2 結果與分析

基于0.18 μm CMOS 工藝，采用Cadence 完成電路設計、版圖設計與仿真。所提出淬火電路版圖如圖5 所示，面積為53 μm×26 μm。

圖5 淬火電路版圖

電源電壓VDD=1.0 V，根據公式（6）和（7），為保證V1與V2之間的差值超過50 mV，達到比較器的翻轉閾值，R2、R3取50 kΩ。比較器仿真結果如圖6 所示，可以看出，正相輸入端固定為700 mV，反向端升高至750 mV 時，輸出由高電平翻轉為低電平，檢測閾值為50 mV。

圖6 比較器仿真結果

整體電路的瞬態仿真結果如圖7 所示。VA為陽極電壓，VQC為淬滅信號，VRES為復位信號。通過控制陽極電壓實現雪崩與淬滅，陽極電壓的改變直觀體現了淬滅恢復過程。當VQC為低電平，M6和M7導通，VA上升至接近VDD，雪崩淬滅。同時，VQC反相后經延時電路輸出復位信號VRES，M8與M6形成一條到地通路，M9則將APD 陽極電位VA恢復至0.1 V，進入待測狀態。t1到t2時刻為淬滅過程，陽極電壓VA上升至0.9 V，淬滅時間（t1-t2）為0.5 ns；t2到t3時刻為復位階段，陽極電壓VA恢復至0.1 V，復位時間（t2-t3）約為1.34 ns，檢測延時約為11.5 ns，死區時間（t1-t3）約為13.4 ns。

圖7 瞬態仿真結果

為了更直觀表示所設計淬火電路的性能指標，表2 給出了與其他淬火電路性能的對比結果。可以看出，通過低閾值的電流檢測電路，實現低檢測閾值達到1.3 μA。同時，低偏置電壓與低檢測閾值使得功耗相較于同類型淬火電路有著顯著的減小，僅為0.046 mW，最小死區時間達到13.4 ns。

表2 各種淬火電路的性能對比

3 結論

該文針對一種低雪崩電壓和低雪崩電流的APD，設計了一款低檢測閾值的高速淬火電路。采用電流鏡電流檢測結構，實現了對1.3 μA 雪崩電流的檢測，通過設計一種低翻轉閾值、高速比較器實現主動淬滅，縮短死區時間。仿真結果表明：該淬火電路的電流檢測閾值為1.3 μA，淬滅時間為0.5 ns，恢復時間約為1.34 ns，死區時間為13.4 ns，整體功耗低至0.046 mW，滿足低功耗高速光探測的需求。