一種寬帶并饋全向天線的應用

張 軍，李 杼

(中國人民解放軍92941 部隊，遼寧 葫蘆島 125001)

0 引言

全向天線[1-2]是對規(guī)定極化，在給定平面內(nèi)(通常用水平面)，輻射強度基本上是無方向性的天線，如一般的垂直極化水平全向天線其水平面不圓度數(shù)值不大于3 dB。全向天線用途廣泛，如最簡單的收音機天線、廣播電臺天線、常規(guī)通信天線等，因為目標的位置信息未知，所以利用全向天線可以保證全方位地接收和發(fā)射信號[3-8]。

隨著頻譜的劃分越來越細，頻譜的使用越來越密，如果對應頻譜均需要一個天線來實現(xiàn)收發(fā)功能的話，就需要一個龐大的數(shù)量。為了提高天線資源利用率，寬帶天線的使用越來越多，它的寬帶特性可以使單付天線替代多個窄帶天線所具有的功能，從而減少天線數(shù)量，在一定程度上解決天線布置時位置爭奪和天線間互相干擾的電磁兼容問題。雙錐天線[9-11]、單極子天線[12-14]和套筒天線等都是常用的全向天線。

單個全向天線的正常增益一般在0～2 dB，因為增益相對較小，在很多情況下難以滿足很多系統(tǒng)的使用要求。為了提高天線的增益，通常采用組陣的形式來提高天線的水平面增益，多采用垂直面組陣的形式，串聯(lián)饋電或并聯(lián)饋電是比較常見的饋電方式。串聯(lián)饋電受天線電長度以及單元天線間距的影響較大，只能在很窄的頻帶寬度內(nèi)保證天線具有較好的電性能，這個頻帶寬度一般不大于10%[15]；并聯(lián)饋電可以保證單元天線的幅相一致性，且具有較寬的頻帶帶寬，是需要具有寬帶特性時更為普遍使用的方式。文獻[16]采用一種并聯(lián)饋電的方式實現(xiàn)了950～1 300 MHz(31%相對帶寬，VSWR≤2)全向天線，該天線由4個偶極子垂直面組陣而成，其最大增益為4.4 dB，不圓度小于2.4 dB。文獻[17]也研究了4個偶極子垂直組陣而成的并饋全向天線，為了展寬帶寬和改善不圓度，引入了垂直金屬臂和寄生偶極子結(jié)構(gòu)，實現(xiàn)了57.9%(VSWR≤2)的相對帶寬，增益大于2.5 dB。文獻[18]通過在柱狀天線的外導體上開環(huán)狀縫隙，縫隙2端接柱狀陣子臂的方式實現(xiàn)了2單元組陣的全向天線，該天線在500～670 MHz頻段(29%相對帶寬，VSWR≤2.5)水平增益大于3 dB。文獻[19]采用并饋方式，將印制在介質(zhì)板上的2個偶極子組成陣列，實現(xiàn)了800～930 MHz和1 700～2 050 MHz的雙頻段工作。

本文通過引入垂直于介質(zhì)板的寄生金屬貼片，采用并聯(lián)饋電的方式，改善了天線的不圓度，在81.7%的相對帶寬內(nèi)，不圓度小于2.5 dB。天線的整體尺寸為80 mm×410 mm。

1 天線設(shè)計

印制板偶極子是目前常見的一種平面偶極子形式，其結(jié)構(gòu)簡單、易于加工、剖面低、性能穩(wěn)定，各天線單元的一致性好。圖1(a)為常規(guī)的平面印制板形式，這種偶極子形式雖然也具有較寬的頻帶帶寬，但由于其平面結(jié)構(gòu)不對稱。電流分布不均勻?qū)е码妶龇植疾痪鶆颍憩F(xiàn)在遠場特性上其水平面方向圖存在較大起伏，即不圓度數(shù)值較大，影響天線的全向性。圖1(b)為常規(guī)的三維偶極子形式，具有體結(jié)構(gòu)，它可以看成由圖1(a)的平面偶極子以中心軸旋轉(zhuǎn)360°而成，結(jié)構(gòu)上具有旋轉(zhuǎn)對稱，其水平面各向同性，電場分布十分均勻，表現(xiàn)在遠場特性上其水平面方向圖起伏很小，即不圓度數(shù)值很小，這種形式是全向天線最常用的形式，同時具有寬帶特性。本文提出的圖1(c)的單元天線形式采用在垂直介質(zhì)板的方向加載寄生金屬片，也可以看成圖1(a)與圖1(b)的中間形式，這種形式結(jié)合平面印制板偶極子和三維偶極子的優(yōu)點，既具有平面形式結(jié)構(gòu)簡單、易于加工的特點，又具有三維形式的旋轉(zhuǎn)對稱結(jié)構(gòu)的特點，形成了一種具有結(jié)構(gòu)簡單、寬帶特性、不圓度數(shù)值較小的單元天線。

(a)印制板 (b)三維 (c)本文圖1 偶極子天線Fig.1 Dipoles

圖2給出圖1幾種偶極子天線形式的典型水平面不圓度對比。仿真結(jié)果顯示，本文提出的單元天線形式具有較好的全向特性，其不圓度數(shù)值雖然達不到三維偶極子形式的水平，但是明顯優(yōu)于印制板偶極子天線的不圓度數(shù)值，寄生單元對不圓度有著明顯的改善作用。

圖2 不同形式偶極子典型不圓度Fig.2 Typical gain variation of dipoles in different forms

寬帶并饋全向天線的幾何結(jié)構(gòu)如圖3所示。

(a) 三維視圖

(b) 正視圖 (c) 側(cè)視圖圖3 天線幾何結(jié)構(gòu)Fig.3 Geometry of the proposed antenna

由圖3可以看出，該天線由2個印制在介質(zhì)板(相對介電常數(shù)為2.55，損耗正切為0.001 1，厚度為2 mm)上的偶極子和垂直于介質(zhì)板的2對寄生金屬貼片組成。印制在介質(zhì)板上的偶極子的2個臂分別印制在介質(zhì)板的2側(cè)，采用并饋方式組成兩元偶極子陣列，饋電點在介質(zhì)板的幾何中心，饋電線采用平行雙線形式，其中一條饋電線2端分別連接2個單元天線的上臂，另一條饋電線2端分別連接2個單元天線的下臂。2對寄生金屬貼片采用了非對稱結(jié)構(gòu)。2個單元天線的中心間距為dele，單元天線振子寬度為w，振子長度為l，饋電線寬度為w1。利用兩元天線垂直組陣，可以壓縮天線垂直面波束寬度，提高水平面方向的增益。該天線經(jīng)優(yōu)化后的參數(shù)值為：dele=260 mm，w=80 mm，l=150 mm，w1=2 mm，ld=80 mm。

印制在介質(zhì)板上的2個偶極子為面結(jié)構(gòu)，會導致在頻率高端的電流分布各向不一致，使天線的全向性惡化，為了提升全向輻射能力，本文提出了如圖1(c)形式的天線形式在垂直介質(zhì)板的方向加載寄生金屬片的方法，可將平面二維結(jié)構(gòu)等效成為三維立體結(jié)構(gòu)，寄生片形狀與振子相同。如圖3結(jié)構(gòu)，為了方便射頻同軸饋電電纜的走線，2個單元天線靠中間部分的寄生單元各截取了一半。

圖4給出了寄生金屬片對天線VSWR和不圓度等性能的影響。通過仿真結(jié)果可以看出，在引入寄生金屬片后，不僅對天線工作頻率低端的阻抗匹配有所改善，而且對整個工作頻段(特別是工作頻段高端)的不圓度改善非常明顯。在引入寄生金屬片后，在810～2170 MHz頻段VSWR<2.5，在800～2 290 MHz頻段不圓度小于2.5 dB。

(a) VSWR

(b) 不圓度圖4 寄生金屬片對天線性能的影響Fig.4 Effects of parasitic metal patches on antenna performance

為了進一步說明該天線的工作原理，分別對參數(shù)w，dele，w1取不同數(shù)值時，天線的VSWR和不圓度的性能進行了仿真分析，結(jié)果如圖5所示。由圖5可以看出，當w增大時，1.4～2.0 GHz頻段的阻抗匹配獲得了改善，但這一頻段的不圓度惡化了；當w較小時，1.4～2.0 GHz頻段的阻抗匹配惡化了，但這一頻段的不圓度改善了。

(a) VSWR

(b) 不圓度圖5 w取不同值時的仿真結(jié)果Fig.5 Simulation results with different values of w

圖6給出了dele取不同值時的仿真結(jié)果。由圖6可以看出，dele對工作頻段高端的阻抗匹配和不圓度影響都很顯著，這主要是由于dele會影響2個偶極子單元的饋電相位。圖7給出了改變w1時對天線VSWR和不圓度的影響，w1變化時對不圓度影響較小，但對阻抗匹配影響顯著。

(a) VSWR

(b) 不圓度圖6 dele取不同值時的仿真結(jié)果Fig.6 Simulation results with different values of dele

(a) VSWR

(b) 不圓度圖7 w1取不同值時的仿真結(jié)果Fig.7 Simulation results with different values of w1

2 測試結(jié)果與分析

為了進一步驗證天線的性能，按照優(yōu)化過的參數(shù)，對該天線進行加工和測試，實物如圖8所示。

圖8 天線實物Fig.8 Picture of the proposed antenna

圖9給出了電壓駐波比仿真和實測結(jié)果的對比結(jié)果。實測結(jié)果顯示，在800～2 100 MHz頻段，天線電壓駐波比小于2.5。

圖9 實測和仿真電壓駐波比Fig.9 Simulated and measured VSWR of the antenna

圖10給出了實測和仿真增益值。

圖10 實測和仿真增益值Fig.10 Simulated and measured gain of the antenna

由圖10可以看出，800～2 100 MHz頻段，該天線在水平面上的最大增益大于3.5 dB。圖11給出了實測和仿真不圓度的曲線，在800～2 100 MHz頻段，實測不圓度小于2.5 dB。圖12～圖14分別給出了該天線在850，1 500，2 000 MHz頻點的方向圖的實測和仿真結(jié)果，二者吻合度較好。因受到射頻電纜走線、寄生片表面平整度及焊接、各零件加工精度以及介質(zhì)板特性差異等影響，實測結(jié)果與仿真結(jié)果產(chǎn)生了一些差異。

圖11 實測和仿真不圓度Fig.11 Simulated and measured gain variation of the antenna

(a) 垂直面

(b) 水平面圖12 850 MHz實測和仿真方向圖Fig.12 Simulated and measured pattern at 850 MHz

(a) 垂直面

(b) 水平面圖13 1 500 MHz實測和仿真方向圖Fig.13 Simulated and measured pattern at 1 500 MHz

(a) 垂直面

(b) 水平面圖14 2 000 MHz實測和仿真方向圖Fig.14 Simulated and measured pattern at 2 000 MHz

表1給出了近年來公開發(fā)表的文獻中設(shè)計的全向天線和本文中提出的天線性能的對比。可以看出，本文所設(shè)計的全向天線在帶寬方面得到了很大提升，同時在整個工作頻段內(nèi)不圓度小于2.5 dB。

表1 本文天線和其他全向天線的對比Tab.1 Comparison of proposed and other omnidirectional antennas

3 結(jié)論

本文采用兩元印制板天線并饋組陣，同時增加寄生單元的方法實現(xiàn)了寬帶全向天線的設(shè)計，寄生單元使天線的平面二維結(jié)構(gòu)變?yōu)樾D(zhuǎn)對稱的立體結(jié)構(gòu)，大大改善了天線的不圓度性能，且獲得了很寬的工作帶寬，經(jīng)過實測得到以下結(jié)果：在800～2 100 MHz頻段(89.7%相對帶寬)，不圓度小于2.5 dB；電壓駐波比小于2.5；增益大于3.5 dB。該天線在頻譜監(jiān)測、信號模擬、常規(guī)通信、防爆等系統(tǒng)中有很好的應用前景。