一種新型模擬預失真線性化器

李東升，李飛銳

(中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

0 引言

隨著衛(wèi)星通信的發(fā)展，為高效利用頻譜資源，系統中采用諸多復雜的調制技術[1]，這對射頻鏈路末端的功率放大器(簡稱“功放”)提出了更高的線性度要求[2]。通常采用的功率回退技術越來越難以滿足線性度指標，而模擬預失真技術因其原理結構簡單、可靠性高、成本低、穩(wěn)定性好和帶寬較寬等優(yōu)點得到廣泛應用[3-4]。

目前，固態(tài)功放中末級用于功率合成的功率芯片基本采用氮化鎵(GaN)芯片[5]。以GaN為襯底的功放芯片與砷化鎵(GaAs)功放芯片的失真特性不同，芯片的增益幅度失真呈現“軟壓縮”特性，即在較小輸入功率時就出現壓縮現象；其增益相位也呈現相位壓縮趨勢，與GaAs芯片的相位擴張不同[6]。因此，要對GaN固態(tài)功放的非線性進行補償，需使預失真線性化器產生與功放失真特性相反的幅度擴張與相位擴張[7-9]。除了預失真曲線的趨勢，GaN固態(tài)功放的預失真技術的難點還在于預失真要具備更加優(yōu)異的預失真曲線可調節(jié)性。

1 模擬預失真技術原理分析

模擬預失真技術的原理是在功放前加載一個具有幅度補償與相位補償的非線性發(fā)生器，抵消功放的幅度與相位失真。模擬預失真幅相補償原理示意如圖1所示。由圖1可以看出，預失真器增益幅度曲線與功放幅度失真相反，增益相位曲線與功放相位失真相反，抵消后得到線性功放的恒幅恒相曲線。三階互調是衡量功放非線性失真的一個重要指標[10]，三階互調改善的角度分析如圖2所示。模擬預失真技術的原理是非線性發(fā)生器的三階互調信號相位與功放的三階互調信號相位相差180°、幅度相等[11]，二者級聯后將三階互調失真信號抵消，從而達到改善功放三階互調失真的目的[12]。

圖1 模擬預失真幅相補償原理示意Fig.1 Schematic diagram of amplitude and phase compensation of analog predistortion

圖2 模擬預失真三階互調改善示意Fig.2 Schematic diagram of analog predistortion IMD3 improvement

模擬預失真線性化器可采用肖特基勢壘二極管或場效應管作為非線性器件，國內通常采用肖特基二極管[13-14]。基于肖特基勢壘二極管的模擬預失真器有3種基本的電路形式：傳輸式、反射式和兩路合成式。傳輸式因結構簡單、電路穩(wěn)定、成本低成為實際工程中的主要選擇。

對于傳統并聯傳輸式預失真電路，其輸出的幅度補償為擴張趨勢、相位補償為壓縮趨勢，相位補償曲線與GaN功放失真曲線趨勢相同，不能用于改善GaN功放[15-16]。基于傳統并聯傳輸式預失真電路提出一種新型電路結構，可以在傳統電路的基礎上實現改善GaN功放的非線性功能。新型預失真器電路結構如圖3所示，采用2級肖特基勢壘二極管進行并聯來增強預失真電路的非線性，管座電路采用扇形結構，等效于二極管與電容串聯接地，起到改變肖特基二極管輸出曲線的作用。

圖3 新型傳輸式電路結構Fig.3 Structure of the novel transmission circuit

對單支肖特基二極管及其管座進行數學分析，將其等效為一個二端口網絡，等效電路如圖4所示。其中，Gg為二極管等效電導，Cj為二極管結電容，C0為串聯在二極管后的容性器件容值[17-18]。

圖4 單支肖特基二極管傳輸電路等效電路Fig.4 Equivalent circuit of single Schottky diode transmission circuit

根據其電壓與電流關系寫出該網絡的ABCD矩陣[19]：

(1)

由ABCD矩陣得出S21的幅度與相位：

(2)

∠S21=arctan[-ωC0Z0Y3] ，

(3)

當Gg<ω(Cj+C0)時，Y2為增函數，而Y1也為增函數，因此當輸入功率增大時，電導Gg隨之減小，預失真電路S21的幅度呈擴張趨勢。

對S21相位函數進行分析，將Y3對Gg求導，由其導函數可以得出：

2 新型模擬預失真電路設計

根據上述模擬預失真電路原理分析，在仿真軟件ADS中進行電路設計，新型預失真電路如圖5所示。

圖5 新型預失真電路Fig.5 The novel predistortion circuit

呈現容性的扇形結構管座電路在HFSS中進行仿真得出S2P文件代入ADS中；采用交指電容來通射頻阻直流，避免直流信號進入預失真器之外的射頻鏈路；直流供電部分采用λ/4扇形+高阻線結構進行射頻扼流，防止射頻信號進入直流供電電源；肖特基二極管選用MA4E2037，該二極管采用梁式引線封裝，減少了串聯電感的影響。此外，并聯傳輸式預失真電路利用肖特基二極管的等效阻抗變化來產生幅相補償曲線，肖特基二極管的阻抗會隨著輸入功率的變化而變化，因此無法進行阻抗匹配。預失真電路的輸入輸出駐波很差，因此在輸入輸出端口以及2個二極管間添加微帶隔離器，改善端口駐波并減少2個二極管間因射頻信號反射產生的相互影響。

此電路中，僅可以同時調節(jié)2個肖特基二極管偏置電壓，幅度相位補償曲線斜率可調節(jié)范圍有限，若2個二極管可以分別調節(jié)偏置電壓，則預失真電路可以輸出更豐富的補償曲線，提升電路可調節(jié)性。改進后新型模擬預失真電路結構如圖6所示，將2個二極管供電電路分離，分別對其供電，并在2個二極管之間添加起隔斷直流作用的交指電容，避免2路電源相互干擾，起到分別調節(jié)2個二極管的效果。

圖6 改進后新型預失真電路Fig.6 Diagram of the improved novel predistortion circuit

3 電路仿真及結果分析

在ADS仿真軟件中進行預失真電路仿真，仿真結果顯示，其幅度與相位都呈現擴張趨勢，可以實現2.2～6.1 dB的幅度補償，相位可以實現21.5°～49°的擴張補償。保持偏置電壓v_g=2.4 V不變，調節(jié)v_g1，預失真補償變化如圖7和圖8所示。可以看出，隨著v_g1增大，線性化器的幅度補償量與相位補償量逐漸增大。預失真線性化器有良好的可調性。

圖7 單獨調節(jié)v_g1幅度補償曲線Fig.7 Separately adjusted v_g1 amplitude compensation curve

圖8 單獨調節(jié)v_g1相位補償曲線Fig.8 Separately adjusted v_g1 phase compensation curve

將預失真器與目標GaN功放進行級聯仿真。對目標功放進行建模，測試功放主要性能指標，根據數據在ADS中進行建模。目標功放是一款Ka頻段20 W功放，末級功放模塊為4路GaN芯片進行功率合成，線性增益為67.15 dB，飽和輸出功率為43.5 dBm，飽和功率時，增益幅度非線性壓縮接近9 dB，相位非線性壓縮量約為32°，具體參數模型如圖9所示。

圖9 目標GaN功放參數模型Fig.9 Parameter model of target GaN power amplifier

通過諧波平衡仿真，得出功放的幅度失真曲線與相位失真曲線如圖10和圖11所示。可以看出，失真曲線與實際測試曲線基本吻合。

圖10 功放幅度失真曲線Fig.10 Amplitude distortion curve of power amplifier

圖11 功放相位失真曲線Fig.11 Phase distortion curve of power amplifier

預失真器的工作區(qū)間與功放的失真區(qū)間可能不一致，直接級聯無法實現互逆曲線的匹配，需要通過調節(jié)2曲線的沿X，Y軸進行平移調節(jié)來實現互逆曲線的匹配。通過在二者之間添加線性驅放與可調衰減器進行增益調節(jié)，實現二者Y軸匹配。因預失真器存在插損，整個系統的增益降低，因此在實際使用時線性化器前級也需要添加增益可調模塊來進行增益補償。微帶隔離器采用MEMI2800MR01，反向隔離度高于16 dB；驅動放大器使用TGA4040芯片，該芯片可提供25 dB左右的增益；模擬衰減器采用NC13108C-140，該芯片可提供0～40 dB的衰減量。完整級聯系統仿真電路如圖12所示。

圖12 級聯系統電路Fig.12 Circuit diagram of cascade system

分別調節(jié)預失真器的2個二極管偏置電壓和后級增益可調模塊中的模擬衰減器控制電壓，完成預失真器與目標功放的匹配。三階互調是衡量功放線性度的重要指標，在29，30，31 GHz三個頻點，對預失真器與功放級聯系統進行三階互調仿真，改善情況如圖13～圖15所示。

圖13 29 GHz三階互調線性化前后仿真對比Fig.13 Simulation comparison before and after 29 GHz IMD3 linearization

圖14 30 GHz三階互調線性化前后仿真對比Fig.14 Simulation comparison before and after 30 GHz IMD3 linearization

圖15 31 GHz三階互調線性化前后仿真對比Fig.15 Simulation comparison before and after 31 GHz IMD3 linearization

級聯系統輸入信號為間隔為5 MHz的雙音信號，在目標功放飽和輸出功率回退3 dB時，3個頻點改善量均大于10 dB；隨著回退量增大，三階互調也得到明顯改善，且保持小于-35 dBc。由仿真結果可以看出，該預失真器對功放的三階互調有極強的改善能力。

4 實物加工及測試

將預失真器進行實物加工，印制板采用厚度為0.127 mm的羅杰斯5880軟基板，盒體采用鋁板，表面工藝為本色導電氧化，采用微組裝技術，將二極管粘接在印制板上，實物如圖16所示。

圖16 新型預失真器實物Fig.16 Picture of the novel predistortion linearizer

測試預失真器的補償能力，使用網絡分析儀對其進行二端口S參數測試，測試結果如表1所示。可以看出，測試結果與仿真結果接近，產生的誤差在可接受范圍內。

表1 預失真器補償能力測試Tab.1 Predistortor compensation capacity test table

級聯目標GaN固態(tài)功放，對線性化功放進行三階互調測試，分別測試了在29，30，31 GHz時不同輸出功率回退情況下的三階互調。三階互調測試結果如圖17～圖19所示。

圖17 29 GHz三階互調線性化前后測試對比Fig.17 Test comparison before and after 29 GHz IMD3 linearization

圖18 30 GHz三階互調線性化前后測試對比Fig.18 Test comparison before and after 30 GHz IMD3 linearization

圖19 31 GHz三階互調線性化前后測試對比Fig.19 Test comparison before and after 31 GHz IMD3 linearization

測試條件與仿真相同，輸入信號為間隔5 MHz的雙音信號，在目標功放飽和輸出功率不同回退值時進行對比測試，3個頻點回退量不同時都有明顯的三階互調改善，回退3 dB時，改善量都大于10 dB。在中心頻點30 GHz，功放回退3 dB時，三階互調線性化前后測試結果如圖20所示。

圖20 30 GHz功放回退3 dB三階互調測試Fig.20 IMD3 test graph when 30 GHz power amplifier retreats 3 dB

由圖20可以看出，線性化后功放的三階互調比線性化前提高了約11 dB。輸出功率回退量增大，功放的三階互調也得到改善，保持在-30 dBc以下。對比之前仿真，測試結果基本與仿真結果保持一致，體現了預失真器良好的線性化改善能力。因此，通過實物測試驗證了該預失真線性化器可以大幅改善目標GaN固態(tài)功放的線性度。

5 結束語

本文基于模擬預失真技術，提出了一種新型結構的線性化器，采用特殊的二極管管座電路來改變傳統線性化器的相位補償趨勢，通過分別調節(jié)非線性二極管偏置電壓的方式來提高線性化器的可調節(jié)性。仿真與測試結果表明，線性化器具有優(yōu)良的補償能力與可調性，功放的三階互調得到大幅提升。該線性化器通過簡單的電路結構可以實現更優(yōu)異的可調性，對固態(tài)功放線性化器的通用性研究具有重要參考意義。

測試中發(fā)現，幅度補償曲線與相位補償曲線相互限制，今后的工作中將進一步對線性化器的可調性進行研究，基于本文新型線性化器通過2路合成式電路結構來解決幅度補償與相位補償關聯性強的問題。此外，該預失真器未考慮環(huán)境變化的影響，后續(xù)將在預失真線性化器中加入溫度補償功能。