一種高增益寬帶窄邊頻率掃描天線設計*

王培隆，曹文權

（中國人民解放軍陸軍工程大學，江蘇 南京 210007）

0 引言

漸變槽線天線（Tapered Slot Antenna，TSA）是一種行波天線，最早由Lewis、Fassett 和Hunt[1]于1974 年提出，是一種典型的線極化端射天線。通常來說，漸變槽線天線具有剖面低、易集成、寬帶、易加工的特點，很適合作為毫米波頻段定波束陣列天線和寬帶掃描天線的陣元天線。

1979 年，Gibson 提出了一種槽線按照指數規律變化的槽縫天線[2]，并命名為Vivaldi 天線，其漸變規律符合比例變換原理，理論上可以實現非常大的帶寬。由于Vivaldi天線具有低剖面、高帶寬、高增益、方向圖穩定和低交叉極化等特點，近幾十年來，在毫米波天線部署中得到了廣泛應用。

頻率掃描天線是指天線主波束指向隨工作頻率變化而發生變化的天線，其陣因子是工作頻率的函數[3-5]。提高天線的掃描范圍是頻率掃描天線的研究重點之一，根據對天線掃描原理的分析可知，提高單元相差能增大掃描覆蓋范圍[6-8]。單元相差由單元饋電相差和空間相差組成，引入慢波線以提高相位差，成為擴大天線掃描范圍的重要手段。彎折線是一種簡單有效的慢波線結構，它通過延長天線單元間饋電距離以提高單元相差，從而展寬天線掃描角度。文獻[9]提出了一種耦合縫隙漏波天線，通過彎折線增大了單元相差，并通過縱向槽進行漏波輻射，其最大增益為15.5 dBi，掃描率達到 43.24°/GHz，且該天線增益平坦度較好，副瓣電平約為20 dB。文獻[10]提出了一種基于Vivaldi 天線單元的頻率掃描天線。該天線使用16 元Vivaldi 天線進行組陣，使用彎折線提高單元間饋電相差，結合使用3 dB 定向耦合器和平行線定向耦合器以提高增益穩定性。該天線工作在X 頻段，波束掃描范圍在窄邊平面從-35°到+49°，最大增益為15 dBi。

彎折線可以提高天線掃描范圍，但是存在增大天線饋電網絡體積而影響小型化的固有問題。隨著新型人工電磁結構的提出與發展，復合左右手結構（Composite Right/Left-Handed，CRLH）成為頻率掃描天線中的重要研究內容之一。2016 年，美國密歇根州韋恩州立大學的Salarkaleji 等人[11]提出了一種二維頻掃天線，其使用了復合左右手結構同時作為饋電和輻射結構，可以實現2D 掃描特性，掃描范圍覆蓋整個半球面，天線工作頻段為 3～6.2 GHz。文獻[12]將復合左右手結構與基片集成波導結構結合，設計并實現了一款圓極化頻率掃描天線，其掃描范圍達到102°，工作帶寬為7.35～10.15 GHz。文獻[13]也使用了復合左右手傳輸線作為漏波天線設計，實現了天線的前后向掃描。

然而，以上的研究重點大多聚焦于邊射頻率掃描天線，并且目前針對窄邊頻率掃描天線的研究還比較少。所謂窄邊頻率掃描天線，是指天線主波束平行于介質所在平面，目前文獻[14]和文獻[15]中有針對性的研究，但是還不夠廣泛和深入。因為窄邊頻率掃描天線具有掃描平面特性，很適合作為艦載和機載設備的共形天線，因此具有一定的研究價值。

本文以共面Vivaldi 天線為陣元，以交趾結構傳輸線作為饋電線，設計并加工了一款窄邊頻率掃描陣列天線。Vivaldi 天線提供了較高的前后比和阻抗匹配帶寬，并使用復合左右手傳輸線提高了天線掃描范圍、增強了天線平坦度。該天線工作帶寬為12～17.53 GHz，工作在Ku 頻段，天線窄邊掃描角度為42°。在整個帶寬范圍內，饋電端口隔離度小于-22.27 dB，天線最大增益為16.54 dBi。

1 單元天線結構分析

圖1 所示為共面Vivaldi 天線單元。天線沿xOy平面水平放置，天線輻射部分位于介質上層，微帶饋電線位于介質下層，開口槽指向+x方向，介質板厚度為h，介質板寬度和長度分別為wsub和lsub，槽線的起始點分別為P1(x1,y1)和P2(x2,y2)，耦合槽線寬度和長度分別為wslot和lslot，末端匹配圓孔半徑為r2，耦合微帶線寬度為wfeed1，長度為l1，末端扇形半徑為r3，扇形內角為α，微帶饋線寬度為wfeed，長度為lfeed。介質板使用Rogers DT/Duroid 5880，其相對介電常數為2.2，損耗角正切為0.000 9。h為介質厚度。

圖1 天線單元結構

根據工程經驗，漸變槽線口徑最小值應為高頻波導波長的2%，最大值wsub應為低頻波導波長的1/2，并且槽線口徑長度應大于工作波長，這樣可以基本確定漸變槽線的參數取值。對于介質厚度，通常遵循以下原則：

式中：h為介質厚度；λg為天線波導波長；εr為介質板相對介電常數。介質板的厚度對Vivaldi 天線有著很大影響，當介質板厚度大于0.03λg時，天線會出現較為明顯的表面波模式而影響輻射；當介質板厚度小于0.005λg時，天線的電場分布定向性會變差，從而影響端射穩定性。

根據以上分析，可以初步確定單元天線的取值范圍，并根據仿真軟件可以進行進一步優化，具體參數將在下一節給出。

2 陣列天線結構分析

以此天線單元作為天線陣列陣元，本文設計的天線陣列結構如圖2 所示。

圖2 天線陣列結構

天線使用雙端口饋電，陣元間隔為d，介質板寬度為w，長度為l，介質使用Rogers DT/Duroid 5880，其相對介電常數為2.2，損耗角正切為0.000 9，厚度為0.508 mm。

該天線陣列中，饋電部分使用了復合左右手結構來構建慢波線，復合左右手結構如圖3所示，其中，線寬為wf，間距為wc，長度為lf。為了簡化設計過程，將間距和線寬設定為相同大小。

圖3 天線饋線交趾結構

交趾結構引入了左手電感和左手電容，其中，左手電感來自交趾枝節電感，左手電容來自交趾枝節間的電容效應，因此對阻抗匹配和天線方向圖都會帶來影響，而選擇適當的枝節長度lf可以實現比較好的阻抗匹配。圖4 給出了參數對比分析，可以看出，當枝節長度lf在5～6 mm 內時，天線擁有比較好的阻抗匹配。因此，對lf在5～6 mm 內的不同取值分別進行仿真，比較方向圖的差異，得出對比數據如表1 所示。從表1 中可以看出，lf為6 mm時可取得最好的天線性能。天線的其他參數經過HFSS軟件進行進一步優化，所有參數在表2中給出。

表1 天線性能隨變量lf 變化的情況

表2 基于lf天線單元的窄邊頻率掃描天線尺寸 mm

圖4 天線S 參數隨變量lf 變化的情況

對8 單元天線陣列進行仿真后，得出其S 參數如圖5所示，其相對帶寬可以達到37.45%（12～17.53 GHz），且在整個阻抗匹配帶寬范圍內，S12均能在-22.27 dB 以下，說明1 端口的輸入功率絕大部分能通過串聯陣列輻射出去，且直接傳導到2 端口的功率比較低，說明1、2 端口的隔離度是比較好的。圖6 給出了天線在xOy平面上不同頻率下的增益曲線，其掃描角度為-20°～+22°，最大增益為16.54 dBi，最小增益為13.21 dBi。此外，在12～17 GHz 頻帶范圍內，方向圖峰值增益能保持在3 dB 范圍內，保證了較好的增益穩定性；在17～17.5 GHz 范圍內出現了一定程度的增益下降，這是由于在此范圍內，隨著頻率的增大，逐漸出現了阻抗失配，導致天線輻射增益降低。

圖5 天線仿真S 參數

圖6 天線在xOy 平面上不同頻率下的增益曲線

為了驗證天線的主要輻射能量沿著窄邊平面輻射，而不是在天線介質板的垂直平面呈環狀分布，圖7 給出了天線在不同頻率下的3D 方向圖。其中，φ角所在平面即xOy面為天線介質板所在平面，當phi=0 時，指向+x方向，θ角所在平面為xOz面，為天線介質板法線所在平面。從天線方向圖可以看出，天線輻射能量集中在xOy面，天線主瓣沿φ角從后向到前向掃描。此外，從天線方向圖還可以看出，通過優化天線陣元間距和傳輸線參數，可以使天線的旁瓣電平降低。

圖7 天線在3D 平面上不同頻率下的方向圖

對于陣列天線來說，天線的最大增益和輻射效率與陣元數量息息相關。為了驗證最合理的陣元數量n，分別對n=4,8,12,16 的元陣列進行了仿真，并對結果進行了對比。其中，S參數的仿真比較結果如圖8 所示，從圖中可以看出，S11參數隨單元數量變化不明顯，阻抗匹配帶寬較為穩定；S12參數隨著天線單元數量增加呈現遞減趨勢，即1、2 端口的隔離度在逐漸增強。關于這一變化趨勢，可以用行波天線的理論進行定性分析。行波天線是一種邊傳輸邊輻射的天線，隨著天線輻射部分的數量增加，天線饋線中傳輸的電磁波被輻射出去的數量越來越多；因此，從1 端口傳輸到2 端口的能量也就呈現遞減趨勢，即表示1、2 端口的隔離度逐漸 增強。

圖8 不同單元數量的天線的S 參數對比

但是，僅僅分析不同單元數量的天線的S參數是不夠的。增加單元數量是為了盡可能多地輻射電磁波能量，從而提高天線峰值增益。因此，要對不同單元數量的天線的峰值增益進行對比，從而確定合適的單元數量，對比結果如圖9 所示。如圖9（d）所示，隨著單元數量增加，天線的輻射峰值增益呈遞增趨勢；但是在單元數大于8 后，增長的速度明顯放緩，而且增益穩定性也在變差。這是由于隨著單元數量增加，沿行波方向串聯的各輻射單元的電場模值差異性逐漸變大，導致疊加的輻射波形主瓣變窄，但是增益的差值也在變大。可見，性能并不是隨著單元數量的增加而線性變好。

圖9 天線在不同單元數量下的方向圖

為了直觀地觀察單元數量不同導致的天線性能差異，對不同單元數量的天線在15 GHz 下的電場分布進行了仿真，結果如圖10 所示，圖中分別給出了4 元、8 元、12 元、16 元天線的電場分布。從圖10 中可以看出，從12 元天線開始，電場主要分布在前8 個天線單元，后面幾個單元的電場值與前8 個單元差異明顯，說明電磁場能量主要是通過前8 個單元輻射出去的，耦合到后幾個單元的能量較少，實際發揮的作用并不明顯。

圖10 天線電場分布

綜上，根據峰值增益對比和電場分布的直觀比較，將天線單元數量設定為8。

3 天線測試與討論

對天線尺寸進行優化，進行了實物加工，天線實物如圖11 所示。天線表面金屬使用18 μm厚銅箔，并經過抗氧化處理，天線整體尺寸為6λ0×3.75λ0×0.025 4λ0=120×75×0.508 mm，其中，λ0為中心頻點15 GHz 處自由空間波長。將實測結果與仿真結果進行了對比。

圖11 基于交趾饋電線的窄邊頻掃天線實物

圖12 給出了陣列天線仿真與實測的反射系數曲線，其中實線為仿真結果，虛線為實測結果。兩個結果具有相同的變化趨勢，但是有一定的頻率漂移，這主要是由同軸接頭和焊接損耗引起的。實測阻抗匹配帶寬為12.05～17.35 GHz，與仿真結果12～17.53 GHz 基本一致，誤差在合理范圍內。

圖12 窄邊頻掃天線仿真與實測的反射系數曲線

在微波暗室中對天線進行測試，其在xOy平面的掃描方向圖如圖13 所示，圖中虛線為實測結果，實線為仿真結果。從圖中可以看出，二者具有比較好的一致性，實測天線的旁瓣和后瓣均有一定的提升，這主要是由測試環境和測試設備誤差引起的，在可接受范圍內。實測掃描范圍為-20°至+20°，與仿真結果基本一致。此外，實測結果與仿真結果相比，各端點增益平均降低了0.4 dB，其原因主要是連接線纜存在損耗及焊接點和饋電接頭無法實現絕對匹配，但誤差沒有超出合理限度。通過實測，驗證了所設計的窄邊頻掃天線具有寬工作帶寬和高增益的特性。

圖13 窄邊頻掃天線仿真與測試方向圖

4 結語

本文以共面Vivaldi 天線作為天線陣元，使用CRLH 饋線進行饋電，構建了一款線極化寬帶窄邊頻率掃描天線，實現了天線的高增益和高端口隔離度。該天線具有37.45%的相對帶寬，最低增益為13.21 dBi，最高增益為16.54 dBi。最后，對天線模型進行了加工和測試，天線的測試結果與仿真結果吻合得較好，出現的數值差異是由加工誤差和焊接損耗導致的，并且誤差在可接受范圍內。該天線在定位、導航等領域具有一定潛在應用價值。