基于集成電橋的小型化Doherty功放設計和應用

李雪平

（京信網絡系統股份有限公司，廣東 廣州 510663）

0 引 言

功率放大器（以下簡稱功放）作為通信系統的核心組成部分，一般處于射頻發射鏈路的末端，是整個通信系統功率輸出的關鍵，其性能決定了整個系統的功率、效率、線性度等指標[1,2]。隨著通信技術的長期演進、多制式混模通信的需求越來越普遍，這給功放帶來了越來越高的挑戰，高峰均比下效率的提升變得尤為關鍵。相較于包絡跟蹤、包絡消除與恢復、開關功放等技術，Doherty技術能在保證一定線性度的前提下，以較簡單的方式、較低廉的成本顯著提高功放效率[3-7]。射頻發射鏈路框架如圖1所示。

圖1 射頻發射鏈路框架

傳統的Doherty架構是基于有源負載牽引理論，通過阻抗變換單元將50 Ω負載變換成功放的高阻負載，讓載波路功放提前實現飽和來提升回退下的效率。而傳統Doherty架構里面的阻抗變換單元的長度基本都遵守四分之一波長理論，這就使得該架構在較低頻率下尺寸很大。

本文研究的基于集成電橋的Doherty架構由于采用貼片集成電橋替代傳統Doherty功放的四分之一波長線，因此能夠較大程度上減小功放的尺寸，從而實現小型化設計，尤其在MHz級別頻段功放設計中具有顯著效果。

1 傳統Doherty功放原理

傳統Doherty功放架構如圖2所示，主要由功分網絡、載波路功放支路、峰值路功放支路以及負載調制網絡4部分構成[8]。每個支路又由輸入輸出阻抗匹配、功放、補償線組成。

圖2 傳統Doherty架構

載波路功放一般偏置于AB類或B類組態，峰值路功放一般偏置在C類組態[9,10]。負載調制網絡實現了負載的變換與調制，在功率回退下實現了載波路功放的高阻負載牽引[11]。

傳統Doherty功放實現功率回退下高效率的關鍵在于載波路功放和峰值路功放之間的有源負載牽引，效率曲線如圖3所示。

圖3 傳統Doherty架構的效率曲線

在特定的回退點處出現了第1個高效率點，在飽和功率點處出現了第2個高效率點。根據輸出功率的差異，Doherty架構可以分為小功率狀態、中功率狀態、大功率狀態。小功率狀態輸入信號功率很小，此時只有載波路功放導通，峰值路功放不導通。隨著輸入信號功率增大，進入中功率狀態，此時峰值路功放開始逐漸導通，峰值路對載波路有源牽引越來越明顯。當信號進一步增大時，峰值路功放和載波路功放都完全導通，牽引后的合路阻抗跟負載阻抗互相匹配，此時Doherty功率輸出最大，效率也達到最高[12]。

分析時將Doherty架構中的載波路功放和峰值路功放分別看作2個理想的電流源，其中電流源c代表載波路功放、電流源p代表峰值路功放，有源負載牽引原理如圖4所示。

圖4 有源負載牽引電路

根據歐姆定律可知，負載上的電壓為

電流源c的負載阻抗Zc為

電流源p的負載阻抗Zp為

由式（2）和式（3）可知，當載波路和峰值路共用一個負載RL時，載波路和峰值路的等效阻抗是受另外一路調制的，通過調整2個支路電流可以調節載波路和峰值路的帶載特性，這就是有源負載牽引。將負載調制效應考慮進去，Doherty有源負載牽引原理如圖5所示。

圖5 Doherty有源負載牽引電路

根據式（2）和式（3）可以推出

根據四分之一波長線的變換特性可知

根據功率守恒原理，四分之一波長線兩邊功率相等，則

聯立式（4）～式（8），可得

載波路輸出電壓為

回退功率高效率點處，載波路和峰值路功放都導通，此時的電流幅度可表示為

式中：γ的范圍是[0,1]，回退功率高效率點處γ為0，飽和功率點處γ為1。將式（11）代入式（10）可得

當ZT=2RL時，載波功放的電壓不會受到γ的影響，輸出電壓幅度恒定，即

由此可以發現，在功率回退區間內，雖然電流在發生變化，但是電壓基本上跟γ無關，保持在最大電壓擺幅輸出，因此功放能夠保持較高的效率。

當載波路功放和峰值路功放的功率比為1∶1（即Ic∶Ip=1∶1）時，令ZL=50 Ω、Zc=50 Ω，根據計算結果可以得到經典1∶1 Doherty架構如圖6所示。

圖6 經典1∶1 Doherty架構

虛線框內負載調制網絡在此架構中起到了關鍵作用，通過該網絡實現載波路和峰值路之間的有源負載牽引，將載波路功放提前飽和，從而實現高效率。該網絡可以看成是一個三端口網絡，根據三端口網絡的互易性和幺正性，可知該網絡的散射矩陣為

2 集成電橋Doherty原理

由于存在90°相位長度的阻抗變換線，使得傳統Doherty架構適合于頻段較高的場合，在MHz甚至更低的頻段，該架構的尺寸會比較大，不利于小型集成化設計。針對該問題，提出了基于集成電橋合路Doherty架構，如圖7所示。該架構總體思路和傳統架構相當，差異在于輸出的負載調制網絡不是用微帶線來實現，而是借助于集成的3 dB電橋。

圖7 集成電橋合路Doherty架構

3 dB集成電橋網絡如圖8所示。

圖8 3 dB集成電橋網絡

3 dB集成電橋的散射矩陣為

將圖8（a）中的4端口開路，即令b4=a4，將其代入式（16）可得

將式（17）和式（14）對比可知，除了跟3端口有關的S參數存在90°相位差外，其余S參數都一樣。只要在3端口端接90°相位長度的微帶線，圖8（c）和圖8（a）兩者就能實現完全等效。

由微波網絡理論可知，將參考平面同步移動，圖6虛線框內的調制網絡可以等效為如圖9所示的網絡組成。

圖9 參考面平移后的3 dB集成電橋網絡

當θ1＞θ2時，存在

當θ2≥θ1時，存在

通過單獨調整3口端接的微帶線長來等效調整個3 dB電橋前的微帶線長，進一步降低Doherty設計和調試的難度，提高設計效率。

3 集成電橋Doherty功放的設計和應用

集成電橋Doherty架構通過集成電橋代替傳統的四分之一波長微帶線調制網絡，在低頻率場合具有顯著的優勢。以國產的BLP15M7160P功放管為例，實現集成電橋Doherty功放電路的設計。該功放工作于758～803 MHz的B28頻段，采用28 V供電，飽和功率為160 W。

在電路設計過程中，借助ADS仿真軟件進行仿真分析。該軟件具有強大的有源電路全波仿真和FEM仿真能力，尤其在功放的設計上有S參數仿真、諧波平衡仿真、大信號仿真等諸多仿真控件，能給集成電橋Doherty功放電路前期設計提供強大的仿真數據支撐。

由Doherty原理可知，當Doherty處于回退功率高效率點時有Ip=0，此時峰值路并不導通，計算得到Zc=100 Ω。在回退高效率點處，50 Ω系統負載經過微帶負載調制網絡，載波路功放的負載呈現為100 Ω。通過ADS來對集成電橋能否實現該特性進行仿真，仿真原理如圖10所示。

圖10 集成電橋特性仿真

通過ADS的S參數仿真，對集成電橋1端口的輸入阻抗進行監測，仿真結果如圖11所示。其中，實線是輸入阻抗的實部，虛線是輸入阻抗的虛部。

圖11 集成電橋特性仿真結果

從仿真數據可知，當電橋的4端口開路且2端口為高阻時，電橋可以實現將50 Ω系統負載牽引至100 Ω的效果，跟微帶負載調制網絡實現相同的功能，這也說明了集成電橋Doherty的可行性。

利用ADS軟件構建集成電橋Doherty功放仿真電路架構，根據仿真的電路架構進行電路設計。繪制的集成電橋Doherty電路版圖如圖12（a）所示，傳統Doherty版圖如圖12（b）所示。

圖12 集成電橋Doherty和傳統Doherty版圖對比

從版圖對比可知，在700 MHz頻段通過引入集成電橋，輸出調制網絡尺寸明顯縮小。根據集成電橋Doherty版圖制作實物電路并進行調試和測試，其效率測試結果如圖13所示。

圖13 效率測試結果

通過數據對比可以發現，在飽和功率點回退6 dB左右，集成電橋Doherty相較于AB類功放能提升約20%的效率。目前，該款基于集成電橋Doherty產品已經成功應用在京信網絡系統股份有限公司的數字無線項目中，在實現小型化的同時，各項射頻性能優異，取得了很好的經濟效益。

4 結 論

通過對傳統Doherty功放理論的研究，重點分析了有源負載牽引在Doherty架構中所起的作用，綜合運用網絡等效和端口平移等方法闡述了集成電橋Doherty架構實現的可行性，同時結合軟件仿真和實物驗證，充分說明了集成電橋Doherty在MHz及更低的頻段具有著小型化和高效率的獨特優勢。該產品成功應用在5G的B28頻段數字無線系統中，取得了很好的效果。