一種方向圖可重構圓極化陣列天線的設計

陳夢玉,孫虎成

(南京信息工程大學 應用電磁學研究中心,江蘇 南京 210044)

當前,為了滿足現(xiàn)代無線通信系統(tǒng)個性化網(wǎng)絡的需求,電磁特性可調(diào)的天線技術正在飛速發(fā)展。其中方向圖可重構天線可根據(jù)不同工作場景的需求來重構輻射方向圖的模式。在工作頻率和極化方式固定不變的前提下[1],方向圖可重構天線具有輻射方向、增益或者波束寬度可變的特性。利用天線的波束控制靈活、波束方向可重構等特點可以有效減少入射波的電子干擾,在提高信息接收能力的同時提升通信的安全性。目前可重構天線被廣泛應用于衛(wèi)星通信、現(xiàn)代移動通信和雷達探測等領域[2]。

近些年,隨著天線可重構技術迅速發(fā)展,研究人員利用機械調(diào)整或電調(diào)等外部控制方式[3-5]設計了多種方向圖可重構天線。如Yasir 等[6]介紹了一種可重構平面圓盤天線,通過控制天線中圓環(huán)縫隙間兩個PIN 二極管的狀態(tài)切換主輻射波束指向+30°,-30°和0°三種不同方向。Gu 等[7]提出了一種輻射方向圖和極化方式均可切換的智能天線,通過PIN 二極管控制輻射貼片四周的寄生元件來實現(xiàn)天線工作模式的改變。Sun 等[8]提出了一種能夠自由切換全向/定向輻射模式的可穿戴天線。天線集成了定向輻射結構和全向輻射結構,通過調(diào)節(jié)輻射貼片環(huán)槽中的六個PIN 二極管來配置輻射模式。Patriotis 等[9]設計了一個應用于物聯(lián)網(wǎng),工作在X 波段的方向圖可重構天線系統(tǒng)。天線單元排列成四元件扇形陣列,并由基于PIN 二極管的電控饋電網(wǎng)絡獨立激勵。通過物聯(lián)網(wǎng)控制饋電網(wǎng)絡的輸出激勵,天線可呈現(xiàn)十六種輻射方向圖。上述文獻工作均在不更改天線物理結構的情況下采用基于高隔離度、低損耗射頻開關的電調(diào)法,來調(diào)控天線輻射方向。然而復雜的饋電網(wǎng)絡會增加多種工作模式可重構天線的設計難度,例如Butler 矩陣。

為了實現(xiàn)較高設計自由度和易于調(diào)控的新型可重構饋電網(wǎng)絡,本文提出了一種基于相位轉換器的方向圖可重構圓極化陣列天線。通過PIN 二極管控制饋電網(wǎng)絡中的相位轉換器來實現(xiàn)陣列天線方向圖工作模式的切換。利用金屬微帶天線單元貼片的對角切割處理,以及采用L 型探針耦合饋電的雙饋電點法,實現(xiàn)方向圖可重構天線圓極化性能,減少微波信號受到的多路徑干擾。對天線阻抗帶寬、軸比帶寬和方向圖等性能進行了仿真分析和實際測試,結果驗證了設計的方向圖可重構天線具有較好的性能,可有效地應用于現(xiàn)代無線通信系統(tǒng)。

1 方向圖可重構天線設計

1.1 天線結構

圖1 是本文設計的方向圖可重構陣列天線結構圖。如圖1(a)和(b)所示,天線的上、中兩層基板均為FR4(εr=4.4,h1=1 mm);下層基板為Rogers 4350 (εr=3.66,h3=508 μm)。天線結構由上述的上、中兩層基板組成,同時饋電網(wǎng)絡印制在下層基板上。上層的天線單元部分通過切角處理來提升圓極化性能[10]。將相鄰天線單元間中心旋轉90°后等間距放置組成了1×4 陣列。單元旋轉放置可有效地優(yōu)化整個陣列天線的圓極化波輸出效果[11]。為改善天線的阻抗特性,并提高阻抗帶寬,饋電網(wǎng)絡采用L 型探針耦合饋電方式如圖1(c)。選用四對直徑為1 mm 的圓柱探針,分別連接饋電網(wǎng)絡各輸出端口貫穿中、下兩層基板,并延伸至中層和上層之間的空氣部分,且在最上方彎折成L 型。通過設計的巴倫,使每對探針中的兩路信號產(chǎn)生了90°的相位差。再將每對探針中的L 型結構正交放置,以在每個天線單元上激勵起兩個正交線極化模[12],從而輻射出圓極化波。整個陣列天線的詳細結構參數(shù)如表1 所示。

圖1 方向圖可重構陣列天線結構圖。(a)俯視圖;(b)側視圖;(c)饋電網(wǎng)絡Fig.1 Structural diagram of reconfigurable array antenna with directional pattern.(a) Top view;(b) Side view;(c) Feeding network

表1 陣列天線的詳細結構參數(shù)Tab.1 Detailed structural parameters of the array antenna

1.2 可重構饋電網(wǎng)絡設計

可重構饋電網(wǎng)絡的原理圖如圖2 所示,其主要由三個±90°相位轉換器和兩個±45°相位轉換器組成。通過外部偏置電壓控制相位轉換器內(nèi)部PIN 二極管的導通/截止狀態(tài)來調(diào)節(jié)相位輸出,可實現(xiàn)饋電網(wǎng)絡各端口輸出信號的幅度不變,但相位差在±45°和±135°四種工作模式間切換。將設計的可重構饋電網(wǎng)絡連接圖1中的四個天線單元,最終可實現(xiàn)陣列天線主輻射波束指向在四種不同的角度上偏轉。

圖2 饋電網(wǎng)絡原理框圖Fig.2 The schematic diagram of the feeding network

2 饋電網(wǎng)絡重構機理

2.1 相位轉換器

基于陣列天線方向圖可切換的需求,本文提出了一種電控的相位轉換器。圖3 是相位轉換器的結構示意圖,由兩段并聯(lián)的微帶傳輸線和PIN 二極管S1～S4組成。PIN 二極管具有單向導通性和尺寸小、易集成的特點,適合在相位轉換器中承擔開關的作用。通過改變PIN 二極管導通/截止的工作狀態(tài),相位轉換器可實現(xiàn)±?的相位轉換。

圖3 相位轉換器結構示意圖Fig.3 The schematic diagram of the phase converter

設計中用于調(diào)控的PIN 二極管型號為SMP1340-079LF。為了精確獲取該型號二極管的性能,基于TRL 校準法[13]對其進行了測量,并建立了其在導通和截止狀態(tài)的電路模型,如圖4 所示。

圖4 PIN 二極管的等效電路模型。(a)導通狀態(tài);(b)截止狀態(tài)Fig.4 Equivalent circuits of the PIN diode.(a) ON state;(b) OFF state

2.1.1 導通狀態(tài)

對于圖3 中的相位轉換器,PIN 二極管接入點與微帶線LN間連有電長度為λ/4 的微帶線LM2、LM3。當所有PIN 二極管正向導通時,C、D 兩點與地面連接,阻抗值為零。此時相連的微帶線LM2、LM3相當于四分之一波長阻抗變換器,使得微帶線LM與微帶線LN在連接點A、B 處的輸入阻抗為無窮大。因此,在此狀態(tài)下,微帶線LN和LM可等效于僅有微帶線LN存在,如圖5(a)所示。整個轉換器可等效于一條微帶線Lc,on,其等效特征阻抗和相位可表示為:

2.1.2 截止狀態(tài)

對于圖3 中的相位轉換器,當所有PIN 二極管反向截止時,理想狀態(tài)下C、D 兩點與地面斷開,即阻抗無窮大。相位重構器中的微帶線LM與LN并聯(lián),可等效為一條特征阻抗為Zc,off、電長度為θc,off的微帶傳輸線Lc,off,如圖5(b)所示。

圖5 相位轉換器等效圖。(a)正向導通狀態(tài);(b)反向截止狀態(tài)Fig.5 Equivalent circuits of the phase converter.(a) ON state;(b) OFF state

可通過二端口網(wǎng)絡Y參數(shù)矩陣和傳輸矩陣來計算微帶線LM與LN并聯(lián)后的阻抗與相位特性。基于二端口網(wǎng)絡的Y參數(shù)矩陣和傳輸矩陣的轉換關系式(2)和式(3),可將一條微帶線表示成Y參數(shù)矩陣的形式(式(4))。

再由微帶線LN和LM的并聯(lián)關系,可求解圖5(a)中整個阻抗變換器等效的微帶傳輸線Lc,off的Y參數(shù)矩陣為:

對比等效微帶線的Y參數(shù)矩陣式(5)與單根微帶線的Y參數(shù)矩陣式(4),可得微帶線Lc,off與LM和LN之間的關系式(6)和式(7):

基于前文中阻抗變換器處于導通狀態(tài)的性質(zhì),若需達到相位變換的效果,處于截止狀態(tài)下的微帶線Lc,off應達到Zc=Z1,θc=-θ1的特性。將這兩個條件代入式(6)和式(7)中可推導出:

求解式(8)和式(9)可得,相位轉換器中兩支路的阻抗和相位間的關系為:

2.2 饋電網(wǎng)絡仿真

基于上述機理分析,并結合饋電網(wǎng)絡的相位重構需求,設計了±45°,±90°兩款相位變換器。圖6 和圖7 分別為相位重構器的仿真S參數(shù)圖和輸出端相位仿真圖,從中可以看出,在導通/截止狀態(tài)下兩者均匹配良好,且能準確實現(xiàn)相位的切換。

圖6 相位重構器的仿真S 參數(shù)。(a)±45°;(b)±90°Fig.6 Simulated S-parameters of the phase converter.(a) ±45°;(b) ±90°

圖7 相位重構器的相位仿真。(a)±45°;(b)±90°Fig.7 Simulated phases of the phase converter.(a)±45°;(b)±90°

PIN 二極管在饋電網(wǎng)絡和天線中承擔著開關的作用,其自身特性也會影響網(wǎng)絡和天線的性能。在理想情況下,二極管處于導通/截止狀態(tài)時的阻抗分別是0和+∞。在實際設計時,二極管采用的模型應為圖4 的等效電路。下面首先基于仿真分析對比二極管采用理想模型和實測模型時天線性能的區(qū)別。

圖8 給出了PIN 二極管采用理想模型和實測模型時±90°相位轉換器的相位值對比。由圖8 可清楚地看出二極管的理想模型對相位轉換器的相移量影響較大。這是由于相較理想模型,二極管的實測模型考慮了容性和感性。因此,準確地提取PIN 二級管的性能參數(shù)以提高仿真結果的準確性是十分必要的。

圖8 ±90°相位轉換器的相位仿真Fig.8 Phase simulation of the ±90° phase converter

選取單個天線單元與±90°相位轉換器進行聯(lián)合仿真,圖9 為PIN 二極管采用理想模型和實測模型時天線單元的S參數(shù)對比。可以看出在導通狀態(tài)下,二級管的模型會對天線阻抗匹配產(chǎn)生一定的影響,但對天線中心工作頻率點的影響較小。而在截止狀態(tài)下,二級管的模型對S11的影響可忽略不計。

圖9 天線單元的回波損耗。(a)正向導通狀態(tài);(b)反向截止狀態(tài)Fig.9 Return losses of the antenna unit.(a) Forward conduction state;(b) Reverse cut-off state

在設計完相位轉換器之后,基于圖2 中的原理框圖,仿真設計了可重構饋電網(wǎng)絡。將設計的饋電網(wǎng)絡與陣列天線進行聯(lián)合仿真,并根據(jù)仿真結果進一步優(yōu)化調(diào)節(jié)饋電網(wǎng)絡的性能。由仿真結果得知,通過調(diào)整各PIN 二極管上的偏置電壓,可實現(xiàn)陣列天線輻射方向圖的重構。表2 給出在不同工作模式下各PIN 二極管的導通/截止狀態(tài)以及陣列天線主波束的偏轉角度。

表2 PIN 二極管的工作狀態(tài)Tab.2 Working states of PIN diode

圖10 給出了饋電網(wǎng)絡的仿真結果。可見饋電網(wǎng)絡在各工作狀態(tài)下均匹配良好、信號輸出分布均勻。圖11 給出了饋電網(wǎng)絡在各個工作狀態(tài)下的相位分布,從仿真結果可見,各工作狀態(tài)下所需的激勵相位均可通過網(wǎng)絡的調(diào)控來實現(xiàn)。仿真結果驗證了設計的饋電網(wǎng)絡的性能,同時證明了所設計的相位轉換器可以實現(xiàn)預期的效果。

圖10 饋電網(wǎng)絡S 參數(shù)的仿真結果。(a)+40°;(b)+15°;(c)-15°;(d)-40°Fig.10 Simulated S-parameters of the feeding network.(a) +40°;(b) +15°;(c) -15°;(d) -40°

圖11 饋電網(wǎng)絡輸出端口相位的仿真結果。(a)+40°;(b)+15°;(c)-15°;(d)-40°Fig.11 Phase simulation of the feeding network.(a) +40°;(b) +15°;(c)-15°;(d)-40°

3 實驗與結果

為了進一步驗證設計的陣列天線性能,加工并測試了天線實物。天線的上中層基板間的空隙通過1.1 cm 高的尼龍柱支撐,同時將L 型探針焊接于下層基板的饋電網(wǎng)絡上。圖12 為天線的實物圖。

圖12 天線實物圖。(a)輻射貼片部分;(b)饋電網(wǎng)絡部分Fig.12 The photograph of the fabricated antenna.(a) Radiating patches;(b) Feeding network

圖13 天線的S11仿真與實測結果。(a)±40°;(b)±15°Fig.13 Simulated and measured S11 of the antenna.(a) ±40°;(b) ±15°

圖14 為天線增益仿真與實測結果,驗證了天線在各工作狀態(tài)下能分別向+40°,+15°,-15°以及-40°方向輻射右旋圓極化波。天線的最高增益為6.48 dBi,各工作模式下的增益波動小于1.2 dB。當主波束分別指向+40°,+15°,-15°和-40°時,天線隨工作頻率變化的軸比和增益如圖15 所示。當主輻射波束指向+15°時,天線的軸比帶寬(AR<3 dB) 最小為12%(2.33～2.62 GHz)。各工作狀態(tài)下天線的軸比重疊帶寬也超過了10%。對比天線的測試與仿真結果,可以看到,該方向圖可重構陣列天線實現(xiàn)了較好的性能。

圖14 方向圖可重構天線增益仿真與實測結果。(a)+40°;(b)+15°;(c)-15°;(d)-40°Fig.14 Simulated and measured gain of the pattern reconfigurable antenna.(a)+40°;(b) +15°;(c) -15°;(d) -40°

圖15 方向圖可重構天線軸比和增益仿真與實測結果。(a)+40°;(b)+15°;(c)-15°;(d)-40°Fig.15 Simulated and measured axial ratio and gain of the pattern reconfigurable antenna.(a) +40°;(b) +15°;(c) -15°;(d) -40°

實驗結果驗證了本設計的合理性和有效性,但是陣列天線的測試性能相比于仿真結果仍存在較小的偏差。與仿真模型相比,天線實物的加工精度和非理想的集總元件會造成一定的性能偏差。經(jīng)過深入分析,造成誤差的主要因素來自于L 型探針和PIN 二極管。在天線實物加工中,受限于實際條件,手動加工的L型探針的彎曲度、長度及位置[14]無法精確控制,與仿真模型相比可能存在一定的偏差,從而一定程度上影響了天線陣列的阻抗匹配性能并削弱了輻射性能。另一方面,PIN 二極管的實際性能與仿真中的模型有一定的偏差會直接影響?zhàn)侂娋W(wǎng)絡的匹配性能和相移特性[15]。此外,饋電網(wǎng)絡中使用的集總元件也會引入損耗,在一定程度上降低了天線的增益。

4 結論

本文提出了一種方向圖可重構圓極化陣列天線。通過設計可重構饋電網(wǎng)絡,天線陣列的主輻射方向實現(xiàn)了在+40°,+15°,-15°和-40°四個角度的偏轉。重構機理和天線實物的設計,驗證了基于相位轉換器的新型可重構饋電網(wǎng)絡能提高設計的自由度。測試結果表明,天線陣列在各工作模式下的重疊阻抗帶寬(|S11| <-10 dB)和重疊軸比帶寬(AR <3 dB)分別為22% (2.2～2.74 GHz)和12.2% (2.3～2.6 GHz),驗證了設計的方向圖可重構天線具有較好的性能,可有效地應用于現(xiàn)代無線通信系統(tǒng)。