多電平逆變器在光伏并網中的建模與仿真

王自勇,蔣巖茹

(首鋼京唐鋼鐵聯合有限責任公司,河北 唐山 063200)

1 引言

光伏并網系統需要直流-交流變換的逆變器，將光伏電池所產生的直流電能轉化為與電網同相位、同幅值、同頻率的交流電能輸送給電網，實現光伏能量的遠距離輸送。目前，并網逆變器逐漸由傳統的單相、三相橋式逆變器向飛跨電容、二極管箝位和級聯型多電平逆變器發展，逆變器的效率、輸出電壓質量均取得較大提高。其中，級聯型多電平逆變器因其在輸出相同電平數時所需器件最少，易于向更高電平數擴展、控制方便等優點在光伏并網系統中得到關注，因而也成為研究熱點[1～4]。

隨著 GTO、IGBT 等大功率全控型器件容量的不斷提高，控制芯片快速發展的同時，多電平逆變技術取得了飛速發展。特別是在其電路結構、控制策略和軟開關技術方面發展迅猛，應用領域也由單純的直流-交流變換推廣到電力系統無功補償、柔性交流輸電以及高壓直流輸電等方面[5,6]。

本文在多電平逆變電路的電路結構和工作原理的基礎上，完成了2H橋級聯型逆變器的主電路的改進設計。該電路在輸出相同電平的前提下能夠減少獨立直流源的數量，提高電源利用率，以實現功率單元間器件均壓。在此基礎上搭建逆變器的仿真模型并開展仿真實驗，驗證所建模型的有效性。

2 逆變電路的工作原理

單相 2H 橋逆變電路結構如圖1所示：

S1與S2、S3與S4為逆變電路兩橋臂上開關狀態互補的開關對。在電流i的正半周期，若S3與S2導通，電流流經S3、負載、S2，負載電壓VL=Vdc，直流電源Vdc輸出電能給負載；若S4與S2或S3與S1導通，負載電壓VL=0 ，直流電源不輸出電能給負載； 若S4與S1導通，電流流經S4、負載、S1，負載電壓VL=Vdc，負載回饋電能給直流電源。在電流i的負半周，若S1與S4導通，負載電壓VL=Vdc，直流電源輸出電能給負載；若S4與S2或S3與S1導通，負載電壓VL=0，直流電源不輸出電能給負載；若S3與S2導通，負載電壓VL=Vdc，負載回饋電能給直流電源。綜上，直流電源在三種開關狀態下不輸出電能甚至吸收負載回饋的電能，導致直流電源的利用率偏低。

圖1 單相2H橋逆變電路

若當S4與S2或S3與S1導通負載電壓為零時，用儲能元件吸收直流電源輸出的電能，當電流i的正半周期S4與S1導通、電流i的負半周S1與S4導通時，用儲能元件吸收負載回饋的大部分電能，當需要對負載輸出時，讓直流電源與儲能元件一同對負載輸出，即可實現提高直流電源利用率的目的。通過使用儲能元件，也能減少級聯型多電平逆變電路中獨立電源的數目[7]。

新型2H 橋級聯型逆變電路原理圖如圖 2 所示，該電路將傳統級聯型多電平逆變電路中的一個直流電源用儲能電容替換，利用直流電源輸出的電能和負載電路回饋的電能給電容充電，在需要時作為直流電源與原有直流電源一起向負載輸出，并控制維持充放電平衡，從而保證供電電壓 1∶1∶1，提高直流電源利用率，減少獨立電源數量。

圖2 新型 2H 橋級聯型逆變電路

3 MHF-PWM調制策略

混合九電平逆變器中有兩個電壓相同的低壓單元與一個高壓單元，采用電平比較法雖然調制策略簡單且功率器件損耗極低，但是其輸出電壓為階梯波變化，在調制度過低時逆變器將不會輸出電壓，此外，其輸出電壓也不能隨調制度線性變化，并不適合于精確的調速應用[7]。文獻[8]在文獻[7]的基礎上對拓撲中的一個低壓單元采用PWM調制，其余單元仍舊采用方波調制，可以實現輸出電壓與調制度的線性變化。但是這種調制方法也存在一部分問題，首先便是兩低壓單元由于開關頻率不同導致的溫度不一致問題，該問題會使PWM單元更早的因為發熱而損壞，影響整個逆變器的使用壽命;其次便是三個單元仍舊存在輸出功率不均衡的問題，在該調制策略的控制下，隨著調制度的升高，三個H橋單元按照低壓PWM單元、低壓方波單元、高壓單元的順序依次投入使用，這就導致在中低調制度時只有部分單元在輸出電平，在各個調制度下三個單元輸出的功率不能實現平衡。文獻[9]提出了一種混合調制的新思路，即同時對兩個低壓單元采用PWM調制，此方法不但可以解決混合多電平逆變器的電流倒灌問題，還可以將原拓撲直流側電壓比由1∶1∶2提高到1∶1∶3。

為了解決低壓單元開關頻率與溫度不一致導致的壽命不同問題，本章在傳統HF-PWM調制策略的基礎上對低壓單元的控制做了進一步調整，具體為同時對低壓單元采用PWM調制，為了保持低壓單元的開關頻率一致，兩低壓單元將采用頻率一致的載波頻率并共用一個調制波。為了使兩單元輸出功率也一致，兩個低壓單元采用移相調制，由于移相調制的特性，采用移相調制的單元可以自發的實現功率均衡。經過調整后的NBIF-PWM調制策略便可以將原本由H3單元承擔的開關次數平分至H2與H3單元中，這樣便可以使兩個低壓單元具有相近的使用壽命，同時兩個低壓單元輸出功率也保持一致[10-15]。

MHF-PWM調制策略調制原理如圖3所示，圖中自上至下依次為H1單元調制原理、H1單元輸出波形uH1, H2和H3單元調制原理、H2單元輸出波形uH2, H3單元輸出波形uH3及逆變器輸出相電壓uAN波形，圖中a為H1單元在正半周期的開通角。調制波Vm為正弦波，當調制波Vm大于2E，即Vm大于Vcr1時，H1單元輸出+2E;當調制波Vm小于-2E，即Vm小于Vcr1-時，H1單元輸出-2E，其他情況下H1單元均不參與輸出，可以看到H1單元輸出電壓uH1為方波且該單元工作在基頻，可以減少高壓單元的開關損耗。H2與H3共用一個調制波Vm，調制波Vm，由調制波Vm減去H1單元的輸出電壓uH1得到。Vcr2.與Vcr-為H2單元的載波，Vcr3與Vcr-是H3單元的載波。4個載波幅值與頻率均相同，同一單元內兩個互補載波反向層疊排布，在這四個載波中Vcr2與Vcr3,Vcr2-與Vcr3-的相位互差180。構成移相排布，可以使兩個單元輸出基波幅值相同。根據此PS+PD調制得到的兩單元輸出電壓波形分別為uH2與uH3，可以看到H2與H3單元的輸出電壓均為PWM波，MIF-PWM調制策略實現了對兩低壓單元的PWM調制[16～22]。

圖3 MHF-PWM調制策略原理

3 2H級聯型逆變電路建模

為改善級聯型逆變電路所需直流電源數量多，且利用率低的現狀，本文設計了高效 2H 橋級聯型多電平逆變電路，如圖4所示。電路中用儲能電容代替部分直流電源，通過設定開關狀態使電容電壓維持在直流電源額定值附近，保證輸出波形質量。

圖4 新型級聯七電平逆變電路仿真

4 仿真結果及實驗分析

仿真條件：輸入端直流電源為 U=100V，2H 橋模塊選擇 IGBT/Diodes; 觸發角分別為α=5.5°、α=7.5°、α=9.5°時，得到如圖5。

圖5 α=5.5°時輸出波形

仿真輸出電壓的波形均包含7種電平，分別為300 V 、200 V 、100 V 、0 V 、100 V 、200 V、300 V 。隨著觸發角的變化波形也會隨之變化，為了進一步分析觸發角的計算對輸出電壓質量的影響，本文對不同觸發角下的輸出波形進行諧波分析。觸發角α分別取α=3.5°、α=5.5°、α=7.5°、α=9.5°、α=11.5°時，應用Simulink 中 powergui 模塊中的快速傅里葉分析模塊(FFT Tools))，分別對不同觸發角控制下的輸出波形進行分析，仿真結果如圖 8～圖12所示。

從圖8～圖12中可以看出，在電路其他參數不變的情況下，電路輸出的電壓波形質量隨著觸發角的變化而變化。當觸發角選取適中時，輸出電壓波形總諧波含量的值達到最小。因此，改進觸發角計算方法，提高觸發角計算和控制精度，有助于提高逆變電路輸出電壓的質量。

表1 新型逆變電路的工作情況

圖6 α=7.5°時輸出波形

圖7 α=9.5°時輸出波形

圖8 α=3.5°時諧波分析

圖10 α=7.5°時諧波分析

圖11 α=9.5°時諧波分析

圖12 α=11.5°時諧波分析

5 結論

本文針對傳統級聯型多電平逆變電路直流電源利用率低的缺點，提出一種新型 2H 橋級聯型多電平逆變電路結構。搭建 Matlab/Simulink 仿真模型，并在不同觸發角的條件下對電路輸出波形形狀及諧波含量進行了仿真實驗。結果證明：只要觸發角選擇合理，所設計的新型2H橋級聯型多電平逆變電路能夠起到有效減少獨立電源數量，提高電源利用率的效果，適用于光伏并網發電系統。