大功率車載逆變電源的設計與實現

程詩卿，黃海波，盧 軍，隋紀祥，孫 帆，趙 熠

（湖北汽車工業學院 電氣與信息工程學院，湖北 十堰 442002）

0 引 言

隨著科技的發展，智能汽車逐漸普及，汽車上車載電視、車載電冰箱、車載音響等電子設備的增加使原有的蓄電池無法滿足這些設備的用電需求。為了滿足市場應用需求，對將低壓直流電轉換成適用于家用電器的220 V交流電的車載逆變電源進行研究，從而設計一款高效且性能良好的逆變電源[1-3]。

1 系統整體結構設計

系統整體設計采用兩級式的變換電路結構，如圖1所示。

圖1 主電路結構

輸入的24 V直流電壓先通過前級直流/直流（Direct Current/Direct Current，DC/DC）電路升 壓到320 V，然后320 V直流電再通過后級直流/交流（Direct CurrentPower/Alternating Current，DC/AC）電路轉換為交流電輸出[3]。

控制模塊對整個電路中的開關管起到驅動和保護的作用。前級DC/DC電路的金屬-氧化物半導體場效應晶體管（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET）管由處理器生成的脈沖寬度調制（Pulse Width Modulation，PWM）控制，通過圖騰柱增強驅動能力。后級逆變電路的絕緣柵雙極型晶體管（Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT）使用正弦脈沖寬度調制（Sinusoidal Pulse Width Modulation，SPWM）控制。溫度保護模塊主要監測所有功率開關管的溫度，當溫度達到限值時，發光二極管（Light-Emittng Diode，LED）燈報警，并將過溫信號傳送至處理器端。與此同時，還設有電壓、電流檢測電路，可以實時采集輸入和輸出電壓、電流值。

1.1 前級DC/DC電路

前級DC/DC變流電路分別有正激電路、反激電路、半橋電路、全橋電路以及推挽電路，各電路的對比如表1所示[4]。

表1 DC/DC變流電路對比

通過比較表1中各類DC/DC變流電路的優點、缺點以及功率范圍，前級電路設計選用推挽電路，如圖2所示。

圖2 推挽電路拓撲

根據圖2，變壓器前級的2個開關管Q1、Q2交替導通。在雙端電路中，考慮到器件的耐壓值和變壓器繞組的結構復雜度，后級的整流環節采用全橋整流電路[5]。在變壓器前級形成相位相反的交流電壓，Q1導通時，D1、D4處于通態；Q2導通時，D2、D3處于通態。

1.2 后級DC/AC逆變電路

為了提高系統功率，后級DC/AC逆變電路的設計中選用全橋逆變電路，其拓撲結構如圖3所示[6]。

圖3 全橋逆變電路拓撲

當開關管Q1、Q4導通而Q2、Q3斷開時，負載電壓U為正；當開關管Q1、Q4斷開而Q2、Q3導通時，負載電壓U為負。通過以上操作，將直流電轉換成交流電。

1.3 SPWM調制技術

為了適應大多數車載電器的工作狀態，并盡可能減小交流電的諧波含量，需設計輸出50 Hz的正弦波電壓，利用SPWM方式生成的脈沖作為逆變部分的控制信號[7]。SPWM脈沖是調制波為正弦波、載波為三角波或鋸齒波的一種脈寬調制信號，其中載波應用較多的是等腰三角波。由于等腰三角形上任意一點的水平寬度和高度成線性關系并且左右對稱，因此當它與任何一個平緩變化的調制信號波相交時，就可以得到寬度正比于信號波幅值的脈沖[8]。圖4為雙極性的SPWM調制方式。

圖4 雙極性SPWM調制方式

2 系統仿真及測試結果

2.1 系統電路結構搭建

車載逆變電源系統電路結構如圖5所示。

圖5 車載逆變電源系統電路結構

前級DC/DC電路中，推挽電路的工作效率影響最后的輸出效率。為了實現整流過后能輸出320 V的直流電壓，同時提升電路的輸出功率，將4路推挽電路串聯。此時每一路變壓器的輸出電壓為80 V，這樣能減小變壓器的體積，降低成本。每一個變壓器原邊的通斷利用兩兩開關管并聯的方式使通過每個開關管的電流減小為原來的一半，來降低開關管的損耗，延長其使用壽命。開關管的通斷利用PWM波控制，每一路變壓器原邊的開關管的驅動脈沖互補。由于后級DC/AC電路需要將整流后輸出的高壓直流電轉換成50 Hz的純正弦交流電，因此逆變電路開關管的驅動信號采用頻率為50Hz的SPWM波控制，同時設置死區時間。在死區時間內，橋臂的上、下開關都沒有開關信號，對輸出電壓的利用率、電壓與電流的相位關系有著重要影響[9]。最后，輸出220 V/50 Hz的交流電。由于SPWM逆變電路輸出的波形帶有大量的高次諧波，因此為了使輸出的波形接近正弦波，需要在逆變輸出后設計一個電感電容（Inductor Capacitance，LC）濾波電路[10]。

2.2 測試結果分析

2.2.1 前級DC/DC測試

變壓器原邊輸入的測試波形如圖6所示，測試點分別為變壓器原邊的上下2個橋臂。

圖6 變壓器原邊輸入電壓波形

從圖6可以看到，經過控制開關管的通斷，將輸入的直流24 V電壓翻轉為+24～-24 V的交流電壓。

圖7為4個變壓器串聯后通過整流橋后輸出的直流電壓波形，圖中電壓的幅值為320 V。

圖7 整流輸出電壓波形

從前級DC/DC升壓電路的各個測試點的電壓波形來看，前級電路的設計比較能接近預先設計的結果，即輸入24 V直流電壓，經過變壓器升壓和整流橋整流后能輸出320 V的直流電壓。

2.2.2 后級DC/AC測試結果

經過全橋逆變后輸出的電壓波形如圖8所示。

圖8 逆變橋輸出電壓波形

由于經過逆變橋輸出的波形還不能滿足輸出正弦波電壓，因此需要設計一個匹配電路來改善波形。通過設計匹配電路的電感和電容的參數，最終確定了一個比較合適的匹配電路，最終輸出的電壓波形如圖9所示。

圖9 輸出電壓波形

通過分析圖9，最終輸出的電壓波形為220 V純正弦波形，能夠滿足設計需求。

3 結 論

針對大功率車載逆變電源系統，提出一種由4個推挽電路串聯組成的DC/DC升壓電路的結構，在實現大功率逆變輸出220 V/50 Hz交流電的同時，能夠減小通過單個變壓器的原邊線圈和每個開關管的電流，提高了系統運行的穩定性，并大大減小了功率器件的損耗。輸出結果表明，該設計能達到預期效果，對實際車載電源系統的設計有一定的參考價值。